通信原理 第7章 数字带通传输系统.ppt

,第,7,章,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,*,*,通信原理,第,7,章数字带通传输系统,1,第,7,章数字带通传输系统,概述,数字调制：把数字基带信号变换为数字带通信号（已调信号）的过程。,数字带通传输系统：通常包括调制和解调过程的数字传输系统。,数字调制技术有两种方法：,利用模拟调制的方法去实现数字式调制；,通过开关键控载波，通常称为,键控法,。,基本键控方式：振幅键控、频移键控、相移键控,数字调制可分为二进制调制和多进制调制。,振幅键控 频移键控 相移键控,2,第,7,章数字带通传输系统,7.1,二进制数字调制原理,7.1.1,二进制振幅键控,(2ASK,）,基本原理：,“通,-,断键控,(OOK)”,信号表达式,波形,3,第,7,章数字带通传输系统,2ASK,信号产生方法,模拟调制法（相乘器法）,键控法,4,第,7,章数字带通传输系统,2ASK,信号解调方法,非相干解调,(,包络检波法,),相干解调,(,同步检测法,),5,第,7,章数字带通传输系统,非相干解调过程的时间波形,6,第,7,章数字带通传输系统,功率谱密度,2ASK,信号可以表示成,式中,s,(,t,),二进制单极性随机矩形脉冲序列,设：,P,s,(,f,),s,(,t,),的功率谱密度,P,2ASK,(,f,),2ASK,信号的功率谱密度,则由上式可得,由上式可见，,2ASK,信号的功率谱是基带信号功率谱,P,s,(,f,),的线性搬移（属线性调制）。,知道了,P,s,(,f,),即可确定,P,2ASK,(,f,),。,7,第,7,章数字带通传输系统,2ASK,信号的功率谱密度示意图,8,第,7,章数字带通传输系统,从以上分析及上图可以看出：,2ASK,信号的功率谱由连续谱和离散谱两部分组成；连续谱取决于,g,(,t,),经线性调制后的双边带谱，而离散谱由载波分量确定。,2ASK,信号的带宽是基带信号带宽的两倍，若只计谱的主瓣（第一个谱零点位置），则有,式中,f,s,=1/,T,s,即，,2ASK,信号的传输带宽是码元速率的两倍。,9,第,7,章数字带通传输系统,7.1.2,二进制频移键控（,2FSK,）,基本原理,表达式：在,2FSK,中，载波的频率随二进制基带信号在,f,1,和,f,2,两个频率点间变化。故其表达式为,10,第,7,章数字带通传输系统,典型波形：,由图可见，,2FSK,信号的波形,(a),可以分解为波形,(b),和波形（,c,），也就是说，一个,2FSK,信号可以看成是两个不同载频的,2ASK,信号的叠加。,11,第,7,章数字带通传输系统,2FSK,信号的产生方法,采用模拟调频电路来实现：信号在相邻码元之间的相位是连续变化的。,采用键控法来实现：相邻码元之间的相位不一定连续。,12,第,7,章数字带通传输系统,2FSK,信号的解调方法,非相干解调,13,第,7,章数字带通传输系统,相干解调,14,第,7,章数字带通传输系统,其他解调方法：比如鉴频法、差分检测法、过零检测法等。下图给出了,过零检测法,的原理方框图及各点时间波形。,15,第,7,章数字带通传输系统,功率谱密度,对相位不连续的,2FSK,信号，可以看成由两个不同载频的,2ASK,信号的叠加，它可以表示为,其中，,s,1,(,t,),和,s,2,(,t,),为两路二进制基带信号。,据,2ASK,信号功率谱密度的表示式，不难写出这种,2FSK,信号的功率谱密度的表示式：,令概率,P=,，只需将,2ASK,信号频谱中的,f,c,分别替换为,f,1,和,f,2,，然后代入上式，即可得到下式：,16,第,7,章数字带通传输系统,其曲线如下：,17,第,7,章数字带通传输系统,由上图可以看出：,相位不连续,2FSK,信号的功率谱由连续谱和离散谱组成。其中，连续谱由两个中心位于,f,1,和,f,2,处的双边谱叠加而成，离散谱位于两个载频,f,1,和,f,2,处；,连续谱的形状随着两个载频之差的大小而变化，若,|,f,1,f,2,|,f,s,，则出现双峰；,若以功率谱第一个零点之间的频率间隔计算,2FSK,信号的带宽，则其带宽近似为,其中，,f,s,=1/,T,s,为基带信号的带宽。图中的,f,c,为两个载频的中心频率。,18,第,7,章数字带通传输系统,7.1.3,二进制相移键控（,2PSK,）,2PSK,信号的表达式：,在,2PSK,中，通常用初始相位,0,和,分别表示二进制“,1”,和“,0”,。因此，,2PSK,信号的时域表达式为,式中，,n,表示第,n,个符号的绝对相位：,因此，上式可以改写为,19,第,7,章数字带通传输系统,由于两种码元的波形相同，极性相反，故,2PSK,信号可以表述为一个双极性全占空矩形脉冲序列与一个正弦载波的相乘：,式中,这里，,g,(,t,),是脉宽为,T,s,的单个矩形脉冲，而,a,n,的统计特性为,即发送二进制符号“,0”,时（,a,n,取,+1,），,e,2PSK,(,t,),取,0,相位；发送二进制符号“,1”,时（,a,n,取,-1,），,e,2PSK,(,t,),取,相位。这种以载波的不同相位直接去表示相应二进制数字信号的调制方式，称为二进制,绝对相移,方式,。,20,第,7,章数字带通传输系统,典型波形,21,第,7,章数字带通传输系统,2PSK,信号的调制器原理方框图,模拟调制的方法,键控法,22,第,7,章数字带通传输系统,2PSK,信号的解调器原理方框图和波形图：,23,第,7,章数字带通传输系统,波形图中，假设相干载波的基准相位与,2PSK,信号的调制载波的基准相位一致（通常默认为,0,相位）。但是，由于在,2PSK,信号的载波恢复过程中存在着的相位模糊，即恢复的本地载波与所需的相干载波可能同相，也可能反相，这种相位关系的不确定性将会造成解调出的数字基带信号与发送的数字基带信号正好相反，即“,1”,变为“,0”,，“,0”,变为“,1”,，判决器输出数字信号全部出错。这种现象称为,2PSK,方式的,“倒,”,现象,或,“反相工作”,。这也是,2PSK,方式在实际中很少采用的主要原因。另外，在随机信号码元序列中，信号波形有可能出现长时间连续的正弦波形，致使在接收端无法辨认信号码元的起止时刻。,为了解决上述问题，可以采用,7.1.4,节中将要讨论的差分相移键控（,DPSK,）体制。,24,第,7,章数字带通传输系统,功率谱密度,比较,2ASK,信号的表达式和,2PSK,信号的表达式：,2ASK,：,2PSK,：,可知，两者的表示形式完全一样，区别仅在于基带信号,s,(,t,),不同（,a,n,不同），前者为单极性，后者为双极性。因此，我们可以直接引用,2ASK,信号功率谱密度的公式来表述,2PSK,信号的功率谱，即,应当注意，这里的,P,s,(,f,),是双极性矩形脉冲序列的功率谱。,25,第,7,章数字带通传输系统,功率谱密度曲线,从以上分析可见，二进制相移键控信号的频谱特性与,2ASK,的十分相似，带宽也是基带信号带宽的两倍。区别仅在于当,P=,1/2,时，其谱中无离散谱（即载波分量），此时,2PSK,信号实际上相当于抑制载波的双边带信号。因此，它可以看作是双极性基带信号作用下的调幅信号。,26,第,7,章数字带通传输系统,7.1.4,二进制差分相移键控（,2DPSK,）,2DPSK,原理,2DPSK,是利用前后相邻码元的载波相对相位变化传递数字信息，所以又称,相对相移键控,。,假设,为当前码元与前一码元的载波相位差，定义数字信息与,之间的关系为,于是可以将一组二进制数字信息与其对应的,2DPSK,信号的载波相位关系示例如下：,27,第,7,章数字带通传输系统,相应的,2DPSK,信号的波形如下：,由此例可知，对于相同的基带信号，由于初始相位不同，,2DPSK,信号的相位可以不同。即,2DPSK,信号的相位并不直接代表基带信号，而前后码元的相对相位才决定信息符号。,28,第,7,章数字带通传输系统,数字信息与,之间的关系也可定义为,2DPSK,信号的矢量图,在,B,方式中，当前码元的相位相对于前一码元的相位改变,/2,。因此，在相邻码元之间必定有相位突跳。在接收端检测此相位突跳就能确定每个码元的起止时刻。,(,a,)A,方式,(,b,)B,方式,29,第,7,章数字带通传输系统,2DPSK,信号的产生方法,由上图可见，先对二进制数字基带信号进行差分编码，即把表示数字信息序列的绝对码变换成,相对码（差分码）,，,然后再根据相对码进行绝对调相，从而产生二进制差分相移键控信号。,上图中使用的是传号差分码，即载波的相位遇到原数字信息“,1”,变化，遇到“,0”,则不变。,30,第,7,章数字带通传输系统,2DPSK,信号调制器原理方框图,差分码可取传号差分码或空号差分码。其中，传号差分码的编码规则为,式中，为模,2,加，,b,n,-1,为,b,n,的前一码元，最初的,b,n,-1,可任意设定。,上式的逆过程称为差分译码（码反变换），即,31,第,7,章数字带通传输系统,2DPSK,信号的解调方法之一,相干解调,(,极性比较法,),加码反变换法,原理：先对,2DPSK,信号进行相干解调，恢复出相对码，再经码反变换器变换为绝对码，从而恢复出发送的二进制数字信息。在解调过程中，由于载波相位模糊性的影响，使得解调出的相对码也可能是“,1”,和“,0”,倒置，但经差分译码（码反变换）得到的绝对码不会发生任何倒置的现象，从而解决了载波相位模糊性带来的问题。,32,第,7,章数字带通传输系统,2DPSK,的相干解调器原理图和各点波形,33,第,7,章数字带通传输系统,2DPSK,信号的解调方法之二：差分相干解调,(,相位比较）法,34,第,7,章数字带通传输系统,用这种方法解调时不需要专门的相干载波，只需由收到的,2DPSK,信号延时一个码元间隔，然后与,2DPSK,信号本身相乘。相乘器起着相位比较的作用，相乘结果反映了前后码元的相位差，经低通滤波后再抽样判决，即可直接恢复出原始数字信息，故解调器中不需要码反变换器。,2DPSK,系统是一种实用的数字调相系统，但其抗加性白噪声性能比,2PSK,的要差。,35,第,7,章数字带通传输系统,功率谱密度,从前面讨论的,2DPSK,信号的调制过程及其波形可以知道，,2DPSK,可以与,2PSK,具有相同形式的表达式。所不同的是,2PSK,中的基带信号,s,(,t,),对应的是绝对码序列；而,2DPSK,中的基带信号,s,(,t,),对应的是码变换后的相对码序列。因此，,2DPSK,信号和,2PSK,信号的功率谱密度是完全一样的。信号带宽为,与,2ASK,的相同，也是码元速率的两倍。,36,7.3,二进制数字调制系统的性能比较,误码率,2DPSK,2PSK,2FSK,2ASK,非相干解调,相干解调,第,7,章数字带通传输系统,37,第,7,章数字带通传输系统,误码率曲线,38,第,7,章数字带通传输系统,频带宽度,2ASK,系统和,2PSK(2DPSK),系统的频带宽度,2FSK,系统的频带宽度,39,第,7,章数字带通传输系统,对信道特性变化的敏感性,在,2FSK,系统中，判决器是根据上下两个支路解调输出样值的大小来作出判决，不需要人为地设置判决门限，因而对信道的变化不敏感。,在,2PSK,系统中，判决器的最佳判决门限为零，与接收机输入信号的幅度无关。因此，接收机总能保持工作在最佳判决门限状态。,对于,2ASK,系统，判决器的最佳判决门限与接收机输入信号的幅度有关，对信道特性变化敏感，性能最差。,40,第,7,章数字带通传输系统,7.4,多进制数字调制原理,概述,为了提高频带利用率，最有效的办法是使一个码元传输多个比特的信息。,由,7.3,节中的讨论得知，各种键控体制的误码率都决定于信噪比,r,：,它还可以改写为码元能量,E,和噪声单边功率谱密度,n,0,之比：,设多进制码元的进制数为,M,，码元能量为,E,，一个码元中包含信息,k,比特，则有,k,=log2,M,若码元能量,E,平均分配给每个比特，则每比特的能量,E,b,等于,E,/,k,。故有,在研究不同,M,值下的错误率时，适合用,r b,为单位来比较不同体制的性能优略。,41,第,7,章数字带通传输系统,7.4.1,多进制振幅键控,(MASK),概述,多进制振幅键控又称,多电平调制,优点：,M,ASK,信号的带宽和,2ASK,信号的带宽相同，故单位频带的信息传输速率高，即频带利用率高。,42,第,7,章数字带通传输系统,举例,基带信号是多进制单极性不归零脉冲,(b),M,ASK,信号,(a),基带多电平单极性不归零信号,0,01,01,10,10,10,11,11,00,00,t,0,t,01,01,10,10,10,11,11,00,43,第,7,章数字带通传输系统,基带信号是多进制双极性不归零脉冲,二进制抑制载波双边带信号就是,2PSK,信号。,01,01,10,10,10,11,11,00,00,0,t,(c),基带多电平双极性不归零信号,00,00,0,t,01,01,10,10,10,11,11,(d),抑制载波,M,ASK,信号,44,第,7,章数字带通传输系统,7.4.2,多进制频移键控,(MFSK),4FSK,信号波形举例,(,a)4FSK,信号波形,f,3,f,1,f,2,f,4,T,T,T,T,t,f,1,f,2,f,3,f,4,00,01,10,11,(b)4FSK,信号的取值,45,第,7,章数字带通传输系统,MFSK,信号的带宽：,B,=,f,M,-,f,1,+,f,式中,f,1,最低载频,f,M,最高载频,f,单个码元的带宽,46,第,7,章数字带通传输系统,MFSK,非相干解调器的原理方框图,V,1,(,t,),抽样,判决,带通滤波,f,1,包络检波,带通滤波,f,M,包络检波,输入,输出,V,M,(,t,),定时脉冲,带通滤波,f,2,包络检波,.,.,.,.,.,.,.,.,47,第,7,章数字带通传输系统,7.4.3,多进制相移键控,(MPSK),基本原理,一个,M,PSK,信号码元可以表示为,式中，,A,常数，,k,一组间隔均匀的受调制相位,它可以写为,通常,M,取,2,的某次幂：,M,=2k,，,k=,正整数,48,第,7,章数字带通传输系统,在下图中示出当,k=3,时，,k,取值的一例。图中示出当发送信号的相位为,1,=0,时，能够正确接收的相位范围在,/8,内。对于多进制,PSK,信号，不能简单地采用一个相干载波进行相干解调。例如，若用,cos2,f,0,t,作为相干载波时，因为,cos,k,=cos(2,-,k,),，使解调存在模糊。这时需要用两个正交的相干载波解调。,图,7-34 8PSK,信号相位,49,第,7,章数字带通传输系统,可以将,M,PSK,信号码元表示式展开写成,式中,上式表明，,M,PSK,信号码元,s,k,(,t,),可以看作是由正弦和余弦两个正交分量合成的信号，并且,a,k,2,+,b,k,2,=1,。因此，其带宽和,M,ASK,信号的带宽相同。,本节下面主要以,M,=4,为例，对,4PSK,作进一步的分析。,50,第,7,章数字带通传输系统,正交相移键控,(QPSK),4PSK,常称为正交相移键控,(QPSK),格雷,(Gray),码,4PSK,信号每个码元含有,2,比特的信息，现用,ab,代表这两个比特。,两个比特有,4,种组合，即,00,、,01,、,10,和,11,。它们和相位,k,之间的关系通常都按格雷码的规律安排，如下表所示。,QPSK,信号的编码,a,b,k,0,0,90,0,1,0,1,1,270,1,0,180,51,第,7,章数字带通传输系统,QPSK,信号矢量图,格雷码的好处在于相邻相位所代表的两个比特只有一位不同。由于因相位误差造成错判至相邻相位上的概率最大，故这样编码使之仅造成一个比特误码的概率最大。,01,00,10,11,参考相位,图,7-35 QPSK,信号的矢量图,52,第,7,章数字带通传输系统,多位格雷码的编码方法：,格雷码又称反射码。,序号 格雷码 二进码,00 0,0 0,0000,10 0,0 1,0001,20 0,1 1,0010,3 0 0,1 0,0011,4 0 1 1 00100,5 0 1 1 10101,6 0 1 0 10110,7 0 1 0 00111,8 1 1 0 01000,9 1 1 0 1 1001,10 1 1 1 1 1010,11 1 1 1 01011,12 1 0 1 01100,13 1 0 1 11101,14 1 0 0 11110,15 1 0 0 01111,表,7.4.2,格雷码编码规则,53,第,7,章数字带通传输系统,码元相位关系,k,称为初始相位，常简称为相位，而把,(,0,t,+,k,),称为信号的瞬时相位。,当码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的相邻码元的波形和瞬时相位才是连续的，如下图：,(a),波形和相位连续,T,T,54,第,7,章数字带通传输系统,若每个码元中的载波周期数不是整数，则即使初始相位相同，波形和瞬时相位也可能不连续，如下图,或者波形连续而相位不连续，如下图,(b),波形和相位不连续,T,T,(c),波形连续相位不连续,T,T,55,第,7,章数字带通传输系统,在码元边界，当相位不连续时，信号的频谱将展宽，包络也将出现起伏。,在后面讨论各种调制体制时，还将遇到这个问题。并且有时将码元中包含整数个载波周期的假设隐含不提，认为,PSK,信号的初始相位相同，则码元边界的瞬时相位一定连续。,56,第,7,章数字带通传输系统,QPSK,调制,两种产生方法,:,相乘电路法,-sin,0,t,相干载,波产生,相乘,电路,相乘,电路,/2,相移,串,/,并,变换,相加,电路,cos,0,t,A,(,t,),s,(,t,),图,7-37,第一种,QPSK,信号产生方法,a,b,57,第,7,章数字带通传输系统,码元串并变换：,0,1,2,3,4,5,(a),输入基带码元,t,0,2,4,(b),并行支路,a,码元,t,1,3,5,(c),并行支路,b,码元,t,图,7-38,码元串,/,并变换,58,第,7,章数字带通传输系统,矢量图：,二进制信号码元“,0”,和“,1,在相乘电路中与不归零双极性矩形脉冲振幅的关系如下：,二进制码元“,1”,双极性脉冲“,+1”,；,二进制码元“,0”,双极性脉冲“,-1”,。,符合上述关系才能得到第,6,章中的,B,方式编码规则。,01,11,00,10,a,(1),a,(0),b,(1),b,(0),图,7-39 QPSK,矢量的产生,59,第,7,章数字带通传输系统,选择法,串,/,并,变换,相位,选择,带通,滤波,4,相载波,产生器,1,4,3,2,a,b,图,7-40,选择法产生,QPSK,信号,60,第,7,章数字带通传输系统,QPSK,解调,原理方框图,用两路正交的相干载波去解调，可以很容易地分离这两路正交的,2PSK,信号。,相干解调后的两路并行码元,a,和,b,，经过并,/,串变换后，成为串行数据输出。,载波,提取,相乘,低通,抽判,/2,相乘,低通,抽判,并,/,串,A,(,t,),s,(,t,),a,b,cos,0,t,-sin,0,t,定时,提取,图,7-41 QPSK,信号解调原理方框图,61,第,7,章数字带通传输系统,偏置,QPSK(OQPSK),QPSK,体制的缺点：它的相邻码元最大相位差达到,180,，这在频带受限的系统中会引起信号包络的很大起伏。,偏置,QPSK,的改进：为了减小此相位突变，将两个正交分量的两个比特,a,和,b,在时间上错开半个码元，使之不可能同时改变。这样安排后相邻码元相位差的最大值仅为,90,（见下表），从而减小了信号振幅的起伏。,OQPSK,和,QPSK,的唯一区别在于：对于,QPSK,，上表中的两个比特,a,和,b,的持续时间原则上可以不同；而对于,OQPSK,，,a,和,b,的持续时间必须相同。,a,b,k,0,0,90,0,1,0,1,1,270,1,0,180,62,第,7,章数字带通传输系统,OQPSK,信号的波形与,QPSK,信号波形的比较,a,1,a,3,a,5,a,7,a,2,a,6,a,4,a,8,a,2,a,4,a,1,a,3,a,5,a,7,a,6,a,8,63,第,7,章数字带通传输系统,/4,相移,QPSK,4,相移,QPSK,信号是由两个相差,4,的,QPSK,星座图交替产生的，它也是一个,4,进制信号：,当前码元的相位相对于前一码元的相位改变,45,或,135,。例如，若连续输入“,11,11,11,11,”,，则信号码元相位为“,45,90,45,90,”,优点：这种体制中相邻码元间总有相位改变、最大相移为,135,，比,QPSK,的最大相移小。,45,11,10,(a),星座图之一,(b),星座图之二,01,00,11,01,00,10,64,第,7,章数字带通传输系统,7.4.4,多进制差分相移键控,(MDPSK),基本原理,MDPSK,信号和,MPSK,信号类似，只需把,MPSK,信号用的参考相位当作是前一码元的相位，把相移,k,当作是相对于前一码元相位的相移。,这里仍以,4,进制,DPSK,信号为例作进一步的讨论。,4,进制,DPSK,通常记为,QDPSK,。,QDPSK,信号编码方式：,a,b,k,A,方式,B,方式,0,0,90,135,0,1,0,45,1,1,270,315,1,0,180,225,65,第,7,章数字带通传输系统,产生方法,第一种方法,图中,a,和,b,为经过串,/,并变换后,的一对码元，它需要再经过,码变换器变换成相对码,c,和,d,后才与载波相乘。,c,和,d,对载波的相乘实际是,完成绝对相移键控。,a,b,c,d,码,变换,相加,电路,s,(,t,),图,7-43,第一种,QDPSK,信号产生方法,A,(,t,),串,/,并,变换,-,/4,载波,产生,相乘,电路,相乘,电路,/4,66,第,7,章数字带通传输系统,码变换器：输入,ab,和输出,cd,间的,16,种可能关系,(A,方式,),：,当前输入的一对码元及,要求的相对相移,前一时刻经过码变换后的,一对码元及所产生的相位,当前时刻应当给出的,变换后一对码元和相位,a,k,b,k,k,c,k,-1,d,k,-1,k,-1,c,k,d,k,k,0 0,90,0 0,0 1,1 1,1 0,90,0,270,180,0,0 1,1 1,1 0,180,90,0,270,0 1,0,0 0,0 1,1 1,1 0,90,0,270,180,0 1,1 1,1 0,0 0,90,0,270,180,1 1,270,0 0,0 1,1 1,1 0,90,0,270,180,1 1,1 0,0 0,0 1,0,270,180,90,1 0,180,0 0,0 1,1 1,1 0,90,0,270,180,1 0,0 0,0 1,1 1,270,180,90,0,67,第,7,章数字带通传输系统,码变换器的电路,二进制码元“,0”,和,“,1”,与相乘电路输入电压关系：,二进制码元“,0”,“,1”,二进制码元“,1”,“,1”,第二种方法：,第二种产生方法和,QPSK,信号的第二种产生方法（选择法）原理相同，只是在串,/,并变换后需要增加一个“码变换器”。,只读,存储器,T,T,a,k,b,k,c,k,d,k,d,k-1,c,k-1,图,7-44,码变换器,68,第,7,章数字带通传输系统,解调方法：有极性比较法和相位比较法两种。,极性比较法：,原理方框图（,A,方式）,原理和,QPSK,信号的一样，只是多一步逆码变换。,图,7-45,A,方式,QDPSK,信号解调方法,b,a,c,d,A,(,t,),-,/4,相乘,电路,相乘,电路,/4,s,(,t,),低通,滤波,低通,滤波,抽样,判决,抽样,判决,并,/,串,变换,逆码,变换,定时,提取,载波,提取,69,第,7,章数字带通传输系统,相干解调过程,设第,k,个接收信号码元可以表示为,相干载波：上支路：,下支路：,信号和载波相乘的结果：,上支路：,下支路：,低通滤波后：上支路：,下支路：,70,第,7,章数字带通传输系统,低通滤波后：上支路：,下支路：,判决规则,按照,k,的取值不同，此电压可能为正，也可能为负，故是双极性电压。在编码时曾经规定：,二进制码元“,0”,“,1”,二进制码元“,1”,“,1”,现在进行判决时，也把正电压判为二进制码元“,0”,，负电压判为“,1”,，即,“”,二进制码元“,0”,“,”,二进制码元“,1”,因此得出判决规则如下表：,71,第,7,章数字带通传输系统,判决规则,信号码元相位,k,上支路输出,下支路输出,判决器输出,c,d,0,90,180,270,0,1,1,0,0,0,1,1,72,第,7,章数字带通传输系统,逆码变换器,设逆码变换器的当前输入码元为,c,k,和,d,k,，当前输出码元为,a,k,和,b,k,，前一输入码元为,c,k,-1,和,d,k,-1,。,为了正确地进行逆码变换，这些码元之间的关系应该符合码变换时的规则。为此，现在把码变换表中的各行按,c,k,-1,和,d,k,-1,的组合为序重新排列，构成下表。,73,第,7,章数字带通传输系统,前一时刻输入的一对码元,当前时刻输入的一对码元,当前时刻应当给出的逆,变换后的一对码元,c,k,-1,d,k,-1,c,k,d,k,a,k,b,k,0,0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,1,0,0,1,1,0,1,1,0,1,0,0,1,0,0,1,1,1,1,0,0,1,1,0,1,1,0,1,1,0,0,1,0,0,1,1,0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,1,1,0,1,1,0,0,74,第,7,章数字带通传输系统,表中的码元关系可以分为两类：,(1),当,时，有,(2),当,时，有,上两式表明，按照前一时刻码元,c,k,-1,和,d,k,-1,之间的关系不同，逆码变换的规则也不同，并且可以从中画出逆码变换器的原理方框图如下：,75,第,7,章数字带通传输系统,原理方框图,d,k,-1,c,k-1,延迟,T,延迟,T,交,叉,直,通,电,路,图,7-46,逆码变换器原理方框图,d,k,c,k,b,k,a,k,d,k,-1,c,k,-1,76,第,7,章数字带通传输系统,图中将,c,k,和,c,k,-1,以及,d,k,和,d,k,-1,分别作模,2,加法运算，运算结果送到交叉直通电路。,另一方面，将延迟一个码元后的,c,k,-1,和,d,k,-1,也作模,2,加法运算，并将运算结果去控制交叉直通电路；,若,c,k,-1,d,k,-1,=0,，则将,c,k,c,k,-1,结果直接作为,a,k,输出；,若,c,k,-1,d,k,-1,=1,，则将,c,k,c,k,-1,结果作为,b,k,输出。,对于,d,k,d,k,-1,的结果也作类似处理。,这样就能得到正确的并行绝对码输出,a,k,和,b,k,。它们经过并,/,串变换后就变成为串行码输出。,77,第,7,章数字带通传输系统,相位比较法,:,原理方框图,由此原理图可见，它和,2DPSK,信号相位比较法解调的原理基本一样，只是由于现在的接收信号包含正交的两路已调载波，故需用两个支路差分相干解调。,A,(,t,),-,/4,相乘,电路,相乘,电路,/4,s,(,t,),低通,滤波,低通,滤波,抽样,判决,抽样,判决,并,/,串,变换,定时,提取,延迟,T,78,