基于Boost的单相数字平均电流法PFC的研究.pdf

哈尔滨工业大学工学硕士学位论文摘要提高功率因数是解决电力电子装置谐波污染，提高电网可靠性和电能 质量的有效途径。随着数字控制技术的不断发展，越来越多的控制策略通 过数字信号处理器(DSP)得以实现。采川数字信号处理器实现PFC的数字 化控制正成为当前研究的热点。本文对数字平均电流控制的APFC进行了 研究和应川，主要内容如下：(1)设计了数字平均电流法的电压环和电流环控制器。仿真和实验分析 了 DSP的延迟对环路设计的影响。此外，还分析并改善了源跳变和负载跳 变时较差的动态性能。(2)设计了一种数字平均电流控制采样的方法，仿真结果表明，该采样 方法可以改善数字控制输入电流的THD。本文具体分析了输入电流过零点 时发生超调的原因，并提出了抑制过零点超调的办法。(3)建立了带有前馈的平均电流控制和预测占空比控制的仿真模型，仿 真比较了无前馈的平均电流法和带前馈的平均电流法的THD,分析了预测 占空比控制的优缺点。(4)设计了基于Boost拓扑的数字控制APFC的整体系统。实验结果表 明输入电流THD为3.8%O关键词 平均电流控制；功率因数校正；数字控制；DSP-I-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文AbstractImproving the power factor is the solution to power electronic devices harmonic pollution,and also an effective way to improve grid reliability and power quality.With the development of digital control technology,more and more control strategy can be achieved by the digital signal processor.Use of digital signal processors to achieve PFC digital control is becoming a hot spot of current research.In this paper,a study on the average current control of the APFC and its application are carried out.The voltage and current loop controllers in average current mode are designed.Through the simulation and experiment,the impact of DSP delay on loop design is analysed.In addition,dynamic performance is improved when the source or load is hopping.A sampling method in digital average current controlled APFC is designed.And the simulation results show that the sampling method can improve the THD of the input current.Then the reason why the input current would overshoot at zero point is analysed,and the way to inhibite overshoots is also pointed out.The simulink models of the average current control with a feed-forward and the predict duty-ratio control are established.Based on the models,the THD is compared between average current control with a feed-forward and without a feed-forward.Then the advantages and disadvantages of predict control are analysed.The digital controlled APFC system based on Boost is designed.The experiment results show that THD of the input current is 3.8%Keywords average current control,power factor correction,digital control,DSP-ii-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文目录摘要.IAbstract.II第1章绪论.11.1 课题来源背景及意义.11.2 国内外的研究现状及分析.21.2.1 目前PFC技术分类.21.2.2 不连续导电(DCM)控制模式.31.2.3 连续导电(CCM)控制模式.51.2.4 数字控制方案.61.3 本文主要研究内容.8第2章 数字平均电流法控制器设计.102.1 引言.102.2 基于Boost的数字平均电流法APFC原理.112.3 Boost主电路模型.122.3.1 主电路大信号模型的建立.122.3.2 主电路小信号模型的建立.142.4 电流环控制器设计.152.4.1 电流环控制策略.152.4.2 电流环控制器的确定.162.4.3 DSP延迟环节的抑制.172.5 电压环控制器的设计.212.6 控制器动态跳变的改进.222.6.1 输入源跳变动态性能改善.222.6.2 输出负载跳变动态性能改善.242.7 本章小结.27第3章 数字平均电流法降低THD的方法研究.283.1 引言.283.2 输入电流过零点超调分析.293.2.1 过零点超调原因仿真分析.303.2.2 过零点超调的抑制.31-ill-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文3.3 数字采样对输入电流THD的影响.333.3.1 平均电流法的谐波分析.333.3.2 数字平均电流法与模拟平均电流法采样比较.343.3.3 数字采样的改进.363.4 本章小结.40第4章 平均电流法与其他数字PFC的比较.414.1 引言.414.2 与带前馈的平均电流法的比较.414.2.1 带前馈的平均电流法控制原理.414.2.2 仿真模型的建立.424.2.3 带反馈的平均电流法的仿真比较.434.3 预测占空比控制的仿真比较.454.3.1 控制原理.454.3.2 仿真模型的建立.484.3.3 仿真分析.484.4 本章小结.50第5章 数字平均电流法APFC的系统设计.515.1 引言.515.2 数字化PFC电路整体设计.515.3 主电路主要元器件参数选择.525.3.1 主电路电感感量的确定.525.3.2 输出电容的确定.535.4 电感电流采样电路设计.545.5 输入电压采样电路设计.555.6 系统的软件设计.555.7 实验结果.575.8 本章小结.58结论.59参考文献.60哈尔滨工业大学硕士学位论文原创性声明.64哈尔滨工业大学硕士学位论文使用授权书.64致谢.65-IV-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文第1章绪论1.1课题来源背景及意义课题来源于某公司某整流模块研发项目。70年代以后，随着功率场效应晶体管(Power MOSFET)的发展，及高频 电容、开关二极管、开关变压器铁芯等器件不断地被研制生产出来，使开关 电源得到了很快发展，并且被广泛地应川于电子计算机、通信、航空、航天、家川电器等领域内，从而使开关稳压电源成了各种电源中的佼佼者。然而，开关电源理论分析上的困难主要是其自身的非线性。从220V交 流电网经整流供给直流是电力电子技术及电子仪器中应川极为广泛的一种 基本交流方案。例如在离线式开关电源(即AC-DC开关电源)的输入端，AC 电流经全波整流后，一般接一个大电容器，以得到波形较为平直的直流电压。整流器一一电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合。因此，虽然 输入交流电压V,是正弦的，但因仅在交流电压正弦波顶附近，滤波电容被 整流后的电压充电，使输入交流电流/严重畸变，呈脉冲状。这种电流的基波是和输入正弦电压同相位的，故产生有功功率。但电流 波形中含有较大的高次谐波，这些高次谐波与输入正弦电压既不同频也不同 相。因此，功率因数很低，一般为0.450.75川。可见，功率因数低的原因 是由于输入电流波形相对输入正弦波形有了畸变。而开关电源本身是非线性 负载，谐波电流很大，特别是其中二次谐波尤为突出，这给电网和设备带来 了很多麻烦已Q不仅给公共电网带来很多危害，而且增大输入电流在传输 线上的损耗，增加了川电单位的投资。尤其当采川三相四线制供电时，三、六、九次谐波在中线中是同相位的，合成后中线电流很大，有可能超过相线 电流，而中线配置一般远小于相线线径，故会造成中线严重过载，而且按安 全规定，中线无保护装置，这将造成中线过热，可引起火灾事故。另外，也 会造成川电设备损坏。例如线路和配电变压器过热；谐波电流会引起电网 LC谐振；或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸。为了减小AC/DC变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的 谐波污染”，以保证电网供电质量，提高电网的可靠性；同时也为了提高输 入端功率因数，以达到节能的效果，必须限制AC/DC电路的输入端谐波电-1-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文流分量。国 际电工委员会(International Electrotechnical Commission,IEC),欧洲电工技术标准委员会(European Committee for Electrotechnical Standardization,CENELEC)和美国 IEEE(Institute of Electrical&Electronics Engineering)对谐波的限制都制定了相应的标准。继欧洲(IEC1000-3-2)之后，中国大陆日前也公布“中国强制性产品认证”(China Compulsory Certificate)规定，这表示全球已有超过3成市场对产品的总谐波失真(THD)特性做出限 制，功率因数校正(PFC)也成为多数应川工程师必须面对的问题一无论他们 设计的产品是90W电源供应器、1.5kW空调设备或3kW电信设备整流器。综上所述，本课题立题的目的和意义有以下几个方面：(1)提高功率因数是解决电力电子装置谐波污染，提高电网可靠性和电 能质量的有效途径。(2)针对谐波污染，国内外都已经制定了各种相关的标准和规定以限制 谐波危害和净化电磁环境，不符合这些标准的用电装置难以在国内外销售，因此PFC技术势在必行。(3)采川数字化控制可以将模拟控制电路转化为算法集成在一个控制器 中，抗干扰能力强、成本低；对于不同功率等级的电路，可以方便快捷地更 新算法以应对不同川户的需要(4)由于模拟的控制方法存在着元器件多、温漂、控制单一等问题，APFC 技术开始往数字控制发展。传统的模拟平均电流控制算法也相应的应用在数 字控制中，但是数字控制的平均电流法由于DSP成本、离散控制采样频率 有限等原因，数字控制平均电流法输入电流的THD不如模拟控制时理想。分析两种控制之间的具体差异，找出数字控制THD较差的问题所在并寻求 解决方法，不仅对数字控制的平均电流法有益，也对其他的PFC数字控制 算法具有参考借鉴意义。1.2国内外的研究现状及分析1.2.1 目前PFC技术分类从不同角度来看，功率因数校正技术有很多分类。从市电电网输入方式.可以分为单相PFC电路和三相PFC电路。就功率因数校正器本身的结构而言，功率因数校正器又可以分为两级PFC和单级PFC两种。两级PFC技术一般由-2-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文PFC级和DC/DC级组成，它们各自有自己的开关器件和控制电路。PFC级主 要作用是使输入电流跟踪输入电压，使输入电流正弦化，减少谐波对电网的 污染，提高功率因数和实现DC/DC级输入的预稳，川作PFC电路的功率级基 本上是Boost变换器，两级PFC技术一般川于较大功率输出的取用场合；另 一种功率因数校正器是努力将PFC级与DC/DC功率级中的一些元器件共用，并实现统一的控制，通常共用的元器件是MOSFET。目前，将这种方法称为 单级PFC技术。这种技术由于控制简单，元器件少，因此小功率应川非常适 合。但它的功率因数，谐波等指标与功率级效率、输入电压范围、负载范围 等密切相关，因此设计和优化显得尤为重要臣叫根据PFC与DC/DC电流的上作模态，两级PFC又可以分为四种，即：.CCM PFC+DCM.DC/DC CCM PFC+CCM.DC/DCDCM PFC+CCM.DC/DC DCM PFC+DCM.DC/DC根据控制方式，两级PFC又可以分为PWM控制和变频控制。单级PFC主要分为Boost和Buck-Boost两种，Boost又分为两端模式和 三端模式。Boost PFC的优点是输入电流应力小、效率高：而Buck-Boost 输入电流应力较大，但储能电容电压较低，功率因数也高一些。从开关形式来分,PFC电路可以分为硬开关和软开关电路(ZCS或ZVS)。从控制方法来分，有源功率因数校正电路可以采用脉宽调制(PWM)、频 率调制(PFM)、单环电压反馈控制、双环电流模式控制、滑模变结构控制以 及单周期控制等控制方法。最后，整个PFC的控制技术都可以分为模拟控制和数字控制。1.2.2 不连续导电(DCM)控制模式80年代后期，DocSD.Freeland首先提出了利用不连续导电模式进行功 率因数校正的概念，有人称之为自动功率因数校正技术。K.H.Liu首先应川“电压跟随器(Voltage Follower)”这个词来描述这一类有源功率因数校正技 术。因此，DCM控制模式又称为电压跟踪方法。DCM的控制口%可以采用恒 频、变频、等面积等多种方式，适用于单相或三相单开关电路。其优点口叫(1)输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率；(2)功率管实现零电流开通(ZCS)且不承受二极管的反向恢复电流 其缺点：(1)输入、输出电流纹波较大，对滤波电路要求高；-3-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文(2)峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力；(3)适川于小功率场合，单相PFC功率一般小于200W,三相PFC功率 一般小于lOkWo尽管如此，由于这种PFC技术控制简单，近年来对它的研究也最活跃。有关电压跟随器型PFC电路的研究主要集中在对其性能的改进方面，如采 川软开关技术，多导电模式以及新的拓扑结构，以提高其动态响应速度等。以Boost变换器在电流连续与断续的临界为例，根据电路理论可推出在 每一个开关周期的导通期内通过电感的电流表达式为：iL=xt(0 /ieajoo图2-13 DSP存在半个周期延迟的环路实验图Fig.2-13 The experimental Boed diagram with half a period delay in DSP由于DSP控制的灵活性，通过改变DSP的控制时序，DSP控制的延迟 可以进一步减小。如图2-14的控制时序。h CMPRX计算结束,并立即载入 图2-14立即发波的控制时序Fig.2-14 Immediately made waves control modeDSP的计数方式采川单增式，采样点设置在下溢中断，o时刻，至以时刻 的时候DSP采样完成，新的采样值参与新的占空比计算，在，2时刻新的占空 比值计算完成，这个时候新的占空比值立刻载入比较寄存器参与PWM的调 制过程，这种DSP的控制时序可以使DSP从采样到执行的延迟小于772。但是 这种方法存在自身的缺陷，即该方法只有在占空比在2-九）/7,1范围内时才 能有效果，当计算出的新占空比小于31）/7时，那么该周期的占空比将无 法正常执行。在DSP的计算速度与A/D转换速度有限的条件下，（，21）/7是一 个比较大的值。因此，这种控制方案虽然实时性最高，一般只有在A/D转换 的速率和DSP的计算速度均有大幅度提高的情况下才可能考虑使用这种采-20-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文样方案。2.5 电压环控制器的设计PFC电流内环和功率级形成一个电流源，因此PFC电压环的被控对象在 低频可以等效为驱动电容的电流源，PFC电压环控制框图如图2-15所示，其 中尸nPFC平均输入功率，兀为PFC输出直流电压，。为PFC输出电容，Gc(z)环节是需要设计的电压控制器。刃环节是实际电路中输出电压采样电路和 滤波电路的传递函数。8m(s)是DSP中输出电压的滤波电路。控制框图中ZOH 环节是零阶保持器。方m是DSP内部的控制信号外部控制信号的一个转换比 例，该比例随具体程序不同而不同PFC电压环在确保稳定的同时，带宽应该足够低，以减小PFC输出电 容上的100Hz电压纹波对PFC输入电流的调制作川，否则该调制作川会引 起输入电流的严重畸变。图2-15电压环控制框图Fig.2-15 The control diagram of voltage loop电压环控制器采用PI控制器，增益比例设置为60,零点设置在3Hz点，控制器的表达式为60-(+1)G(s):为也一(2-22)s电乐环的开环伯德图如图2-16所示。剪切频率为8Hz,相位裕量为52.8 度。-21-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文图2-16电压环开环伯德图Fig.2-16 The Open-Bode diagram of voltage loop2.6 控制器动态跳变的改进从上面的设计可知，电流环的带宽比较宽，动态响应比较快，但是电压 环的带宽不到10Hz,动态响应很慢。在正常趋于稳态的工作环境下，两个 控制环的动态性能都能满足调节所需。但是在特殊的情况下，比如输入源跳 变或者输出负载跳变时，系统往往因为动态能力差而出问题。这节将探讨怎 样改善双环控制时输入源跳变和输出负载跳变动态差的问题。2.6.1 输入源跳变动态性能改善基于Boost的PFC,是将交流市电转化成高压的母线直流。在工作状 态下一般要求输出的直流电压稳定，且纹波要小。但是在实际工作中，市电 不可能是一个理想的220V交流电压，经常出现电能质量的问题。其中市电 的电压的跳变就是其中一种。这种跳变，往往会造成PFC输出电压的不稳 定，如图2-17所示，该图就是输入电压从180V跳变到260V时，PFC输出 电压的动态变化。从图中可以看出，稳定的输出电压是415V,但是电压跳 变之后，输出电压超调到了 440V。图2-18是通过Saber仿真软件，对输入源从180V跳变到280V进行的仿 真分析图。图中曲线1是DSP中输入电流的参考值W的控制信号；曲线2是 输入电流；曲线3是PFC的输出电压。在实际的控制中有-22-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文)=(2-23)式中”全桥整流后的输入电压时间函数;hout一一电压环控制器的输出信号；匕ms输入电压的有效值；K负载系数图2-17源跳变时输出电压和输入电流示意图Fig.2-17 The voltage and current diagram when the source hoppingk k k o。.OO.OO.4 3 2 1中埋亲期2(A)田出汨睡L14 ooooooooo S 4321 123J(-)*)固刑田辑0(V)没出IIIBllUll!1,.IU 0 10 20 si 4 J Si-I f.ij谐波欣TEO1 07%6JiUJjxLiiLiiiiiiiiiiiiia）对称式调制方式示意图b）输入电流的仿真波形及谐波分析图3-13对称式调制时仿真比较图Fig.3-13 Triangle modulation simulink map-37-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文调整电流采样滤波器 为了抑制采样电路中高频噪声的干扰，也为了使 采样信号更加接近于电感电流的平均值，在电感电流的采样比例环节之后，DSP的A/D转换口之前通常可以加入一个低通滤波器。作为比较，在的仿 真电路中加入一个低通滤波器，其它仿真参数均保持不变。仿真结果如图 3-14所示，电流的3次、5次等谐波相对于图3-12变小，THD变为1.69%。从图3-14b可以知道，加入反馈电流的滤波电路之后，进入A/D转换器的波 形不再是实际的电感电流波形，而是经过滤波的波形，这样所得的采样值不 再是实际电流的波谷a点，而是滤波波形的b点，可以发现，采样值b点离 电感电流的平均值c点更为接近了，采样值更精确了。10-t-1-1-1-n-VVV100 001 0 02 003 0.04 0.05 0.06f/Sa）电感电流仿真波形图3-14加入采样滤波器后的仿真比较图Fig.3-14 Simulink map with sampling filter将低通滤波器的滤波效果增强，高频的纹波会更有效的受到抑制，采样 点会更加接近于电流平均值，但低通滤波器的相位滞后也会更加严重，整个 电流环路的动态性可能变差，甚至可能导致系统的不稳定。所以，电流采样 的低通滤波器需要适当地设计。本文仿真与实验所采用的滤波器是由三个一 阶RC低通滤波器审联而成，三个一阶低通滤波器的截止频率分别设为开关 频率的1/2、2/3和10倍。滤波器和采样点时刻调节相结合从上面仿真可以看出，调节程序采样 点时刻和调整电流采样滤波器都可以使数字采样值更加精确，从而减小 THDo在实际应用中可以同时运用这两种方法，使数字控制采样的调节更加-38-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文灵活。例如在图3-13的仿真中可以看到米用对称式调制的方式，电感电流 的采样正好落在电感电流的平均值上面，电流的THD也只有1.07%。然而 在实际的应川中，由于抑制高频噪音，需要在A/D 口之前加入低通滤波器,这样采样点就发生了变化。如图3-15所示。电感电流经过高频滤波器后，在相位上会滞后于实际的电感电流，这样会造成实际的采样点a与电感电流 的平均值b相脱离。这种情况下，输入电流的THD为2.52%。从图3-15中 可以看出，c点和电感电流平均值a很相近，但c点较a点超前一个时间3 因此，可以将电感电流每周期的采样时间相应的提前一个时间，。采样点前 移后，输入电流的THD仅为1.11%,如图3-16所示。10r-1-1-1-10-1-0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05t/sa）输入电流仿真图2.52 5 15 L0.50M领蠡一0 10 20 30 40 50 60谐波/次THD=2.52%1 1 1 1 1 I-I-I J-._ _0c）输入电流THD及谐波分析b）采样点示意图图3-15对称调制法加入采样滤波器后的仿真Fig.3-15 Triangle modulation simulink map with sampling filter ioJ 04 O.3 G 02 O.0.0 O0 10 20 30 40 50 60谐波/次图3-16采样点移动后仿真比较图-39-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文Fig.3-16 Simulink map after sampling point forward move3.4本章小结本章针对数字平均电流法PFC中如何改善THD的问题，首先对输入电 流的谐波进行了分析；接着本章对PFC中输入电流过零点超调的问题进行 了分析，并且对抑制过零点超调的两种方法进行了仿真实验。本章最后一节 详细分析了平均电流法在模拟控制APFC中THD效果相对其他控制方法较 好的原因；比较了数字控制平均电流法与模拟控制平均电流法的不同的原 因；最后，本文提出了一种改进数字平均电流控制APFC采样的方法，使数 字采样值更加精确，并且与其它两种采样方法进行了比较。-40-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文第4章 平均电流法与其他数字PFC的比较4.1 引言采用数字控制的PFC控制算法非常灵活。除传统的控制算法，还有模糊 控制、滑模控制、自适应控制、预测控制等。本章将通过Matlab仿真软件对 平均电流控制算法和带有前馈的平均电流控制算法阳进行比较分析。同时 本章还将通过仿真比较分析预测占空比算法由的优缺点。4.2 与带前馈的平均电流法的比较4.2.1 带前馈的平均电流法控制原理如图4-1所示，是带有前馈控制的平均电流控制算法框图。市电图4-1带前馈的平均电流法控制框图Fig.4-1 Control diagram of average current mode with feed-forward平均电流控制实际上是采川电压环和电流环两个反馈闭环分别控制输 出直流电压和输入电感电流。和平均电流控制方法一样，带前馈的平均电流 控制算法的电压外环输出与主电路整流输入电压的采样值相乘，乘积作为电 流控制环节的基准信号，通过调节电流基准信号的平均幅值，使得输出电乐 保持恒定。不同的是，带反馈的平均电流控制除了通过电感电流反馈和电流-41-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文环控制器产生占空比值外，还通过一个前馈环节产生一个开环的占空比值，两个占空比值经过加权相加之后得到最终的控制占空比。从图4-1中可以看出，最终占至比。由。o和两路组成。其中，为直 流电压与电流闭环控制的占空比，)为开环占空比，Q的表达式为2=1-#-(4-1)，dc_ref式中 Kdr整流输入电压采样值；Kdc_ref直流输出参考电压值4.2.2 仿真模型的建立图4-2是在Matlab下建立的基于Boost的APFC仿真模型。仿真模型分 为Boost主电路、采样模块和控制器模块三个部分。图4-2主电路仿真框图Fig.4-2 Simulimk diagram of main circuit图4-3是平均电流法和带前馈的平均电流法控制器模块的框图。框图中-42-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文的切换开关可以切换这两种控制状态：当切换开关与上面相连时属于平均电 流法控制，当切换开关与下面相连时是带前馈的平均电流控制法。ViciVptd图4-3带前馈的平均电流法控制框图Fig.4-3 Simulink diagram of average current mode with feed-forward4.2.3 带反馈的平均电流法的仿真比较第2章设计了平均电流法控制的电流环和电压环控制器。理想的控制器 就是要让系统有较好的稳态性能和动态性能。对于双环控制的PFC来说，外环电压环的带宽和内环电流环相比要低很多，所以PFC系统的动态性能 主要取决于电压环。电流环对整个PFC系统来说，更主要是影响稳态状态 下，输入电流的谐波畸变，所以电流环的设计好坏直接影响着输入电流的 THDo从2.4节中可以看到，数字控制的PFC相对于模拟控制存在一个附加 的延迟环节，可能使整个待调整的开环伯德图不易补偿，从而导致电流环的 稳态性能不够理想。本节将通过Matlab仿真比较平均电流法和带前馈的平 均电流法在其他系统参数都一致时，输入电流THD的好坏，从而说明在普 通的平均电流法中加入一个前馈的必要性。调节电流环控制器，使整个电流环处于一个较差的状态下。在平均电流 法没有前馈的情况下，仿真所得的电感电流波形以及谐波分析图如图4-4所 示。此时输入电流的THD为6.68%。加入前馈之后，仿真所得的电感电流 波形以及谐波分析图如图4-5所示，THD为5.42%。可以看出加入前馈后，整个系统的稳态性能得到了优化，输入电流的谐波畸变变小了。-43-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文图4-4环路参数较差时非前馈仿真图THD=6.68%1 1 1 1 1 1 1.0 0 10 20 30 40 50 60语波饮Fig.4-4 Simulink map without feedforwrd when loop paremetres is badio-105 4 3 20 0 01 0.02 0.03 0.04 0 05 0 06t/sTHD=5.42%1_ _i o 0 10 20 30 40 50 60谐波软图4-5环路参数较差时带前馈仿真图Fig.4-5 Simulink map with feedforwrd when loop paremetres is bad接着调节电流环控制器，使整个电流环处于一个较理想的状态下。没有 前馈的情况下，仿真图如图4-6所示。此时输入电流的THD为5.85%O可 以看出电流环环路参数比较理想时，输入电流的谐波畸变比环路参数较差时（如图4-4所示）要小。此时加入前馈之后，输入电流和谐波分析的仿真波形 如图4-7所示，THD为5.41%。可以看出输入电流的谐波畸变小了，这说明 这种环路情况下加入前馈后整个系统的稳态性也要好于没有前馈时。但是此 时输入电流的谐波畸变和图4-5相比，改善的并不明显。这是因为加入一个 开环的占空比前馈之后，整个反馈电流环的调节作用变得不明显了。从这个 角度上来说，在平均电流控制中加入一个前馈控制，不仅可以使整个系统的 稳态性能变好，还可以在一定程度上减少对电流环好坏的依赖，减轻DSP-44-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文控制中固有的延迟对整个PFC系统的影响。-iu-0 0 01 0 02 0 03 0 04 0 05 0.06 0.07t/s6 5 4 3 2 1THD=5 85%0 1020 30 40 50 60谐波/次图4-6环路参数较好时无前馈THD图Fig.4-6 Simulink map without feedforwrd when loop paremetres is good iopjwwxi00 10 20 30 40 50 60谐波饮图4-7环路参数较好时带前馈THD图Fig.4-7 Simulink map with feedforwrd when loop paremetres is good4.3预测占空比控制的仿真比较4.3.1 控制原理所谓预测占空比控制就是指PFC在某一个控制周期时，其下一个周期 的占空比也会根据这个周期所计算的状态和这个周期所检测的输入输出信 号计算得到。并且计算所得的下一个周期的占空比能够在下一个周期或者下-45-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文几个周期内消除或者减小控制变量和参考电流之间的误差，即控制方法需具 备收敛性。首先设定DSP中PWM的调制方法采川的是单增式调制如图3-12a所示。在这种调制模式下，开关管在每个周期开始时都是导通的，d人时间后再关 断。其中d是每个周期的占空比，人是开关周期。同时设定电流的采样点处 于每个周期的开始时刻，即电感电流采样值处于电感电流的波谷。控制方法的目的就是使电感电流的采样值跟踪参考的电感电流，如图 4-8所示。因为输入电压和输出电压都是变化比较慢的量，所以在一个控制 周期内，认为两个量都是定值。在以Boost为拓扑的APFC中，已知本周期 精确的采样值，(小1)、输入电压和输出电压以及本周期的占空比成川，可以 根据公式(4-2)预测出下一个周期的电流采样值，(h)。)=一 1)+(VL”.(4-2)式中L-主电路电感；Ts开关周期；vin-输入电压；V。-输出电乐；dn第n个周期占空比的补，即小=1如图4-8预测占空比控制电流波形图Fig.4-8 Current diagram of predict duty-ratio control式(4-2)经过整理得-46-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文I=i(n-1)+L L根据递推方法，可以得到.+1)=.+-+.+(%-匕)4+皿 L L将式(4-3)代入式(4-4),得，(e)二，(”1)+2-_m也。力+皿L L L(4-3)(4-4)(4-5)为了让控制的电流变量跟踪参考电流，假设第什1个周期的采样值正好 是参考电流，即，5+1尸九，得(1)+2号一笠(4-6)从而，第笈+1个周期的占空比可计算得距+1=2 dn-二z(；7-1)-zc-2(4-7)V工 V。公式(4-7)给出了预测占空比控制方法基本控制原则。为了分析该方法的 收敛性，假设在第笈个周期时采样值-1)存在一个扰动AZ,从而使系统在执 行第H个占空比成何时，无法使，5)等于，C。但是只要第H个周期的采样值，(H-1)正确无误，系统就能正确的算出第什1个周期的占空比的值讥1,使+1尸九。这样，系统控制的电感电流和参考电流的误差就能消除或者减小，也就是说这种方法是稳定的。如图4-9所示，实线波形是稳定状态下的电感 电流波形，虚线波形是在第周期开始时产生扰动的波形。图4-9预测占空比方法稳定性分析Fig.4-9 Stability analysis of predict duty-ratio control-47-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文4.3.2 仿真模型的建立如图4-10所示是在Matlab软件中建立的预测占空比模型，控制模型的 外环仍然采用和平均电流法一样的带有乘法器的电压环来调整输出电压的 稳定。而电流环是根据公式(4-7)所建立的模型。整个控制器的输入信号包含 有输入电压采样信号、输入电压有效值、输出电乐采样信号、电感电流采样 信号。输出信号是控制开关管的PWM信号。仿真模型的主电路模型仍旧采用图4-2所示的模型。图4-10预测占空比仿真模型Fig.4-10 Simulink model of predict duty-ratio control4.3.3 仿真分析在主电路各项参数和平均电流法一样的情况下，仿真所得的输入电流波 形如图4-11所示。从图中可以看出，采川预测占空比方法的输入电流的THD 为5.42%,谐波畸变比平均电流控制要小，和带有前馈的平均电流控制法差 不多。但是预测占空比方法的缺点也显而易见，由于预测占空比方法的占空 比是由各个变量采样值经过公式(4-7)计算所得，所以各个量采样的精确度直 接影响PFC控制精确度。例如，公式(4-7)中，每个分式的分母中都含有V。量，虽然PFC的输出电容很大，V。的值几乎不变，但是实际上V。仍然存在有-48-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文100Hz的纹波。在图4-11的仿真中，V。是一个实时变化的量，每个控制周期 对V。都要采样一次，再计算出V。的倒数，所以控制是精确的。但是由于DSP 中实现除法非常困难，不可能每个周期都计算出V。的倒数，只能将输出电压 设置为一个定值而忽略纹波。在这种情况的仿真图如图4-12所示，输入电 流的THD变成了 7.02%0比平均电流控制的谐波畸变要差。0 0 01 0 02 0.03 0.04 0 05 0 06t/s5 4 3 2WI4HI依照型100 10 20 30 40 50 60谐波软图4-11预测占空比方法输入电流仿真图Fig.4-11 The input current simulink map of predict duty-ratio control0 10 20 30 40 50 60谐波软THD=7 02%图4-12输出电压设置恒定情况下仿真图Fig.4-12 The input current simulink map when output voltageis set constant同理，预测占空比算法的控制精确度受输入电压等变量的采样精确度的 影响也很严重。而在实际的PFC中各个量都会受不同程度的干扰，所以在 实际成川中，预测占空比方法如何精确的得到输入量并精确地加以计算是一 个需要克服的难点。-49-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文4.4本章小结本章首先介绍了带有前馈的平均电流控制方法，并且川该算法和普通的 平均电流法进行了仿真比较。可以看到，平均电流法加入前馈控制之后，输 入电流的THD得到了改善。接着介绍了预测占空比算法的原理，并进行了 仿真比较。-50-哈尔滨工业大学工学硕士学位论文第5章 数字平均电流法APFC的系统设计5.1 引言本章