电力电子降压斩波电路设计.doc

1. 引言

随着电力电子技术高速发展，电子系统应用领域越来越广泛，电子设备种类也越来越多。电子设备小型化和低成本化使电源向轻，薄，小和高效率方向发展。开关电源因其体积小，重量轻和效率高优点而在各种电子信息设备中得到广泛应用。伴随着人们对开关电源进一步升级，低电压，大电流和高效率开关电源成为研究趋势。
开关电源分为AC/DC和DC/DC，其中DC/DC 变换已实现模块化，其设计技术和生产工艺已相对成熟和标准化。DC/DC变换是将固定直流电压变换成可变直流电压，也称为直流斩波。斩波电路主要用于电子电路供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。
IGBT降压斩波电路就是直流斩波中最基本一种电路，是用IGBT作为全控型器件降压斩波电路，用于直流到直流降压变换。IGBT是MOSFET及双极晶体管复合器件。它既有MOSFET易驱动特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。其频率特性介于MOSFET及功率晶体管之间，可正常工作于几十千赫兹频率范围内，故在较高频率大、中功率应用中占据了主导地位。所以用IGBT作为全控型器件降压斩波电路就有了IGBT易驱动，电压、电流容量大优点。
IGBT降压斩波电路由于易驱动，电压、电流容量大在电力电子技术应用领域中有广阔发展前景，也由于开关电源向低电压，大电流和高效率发展趋势，促进了IGBT降压斩波电路发展。

2. 方案确定

电力电子器件在实际应用中，一般是由控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心主电路组成一个系统。由信息电子电路组成控制电路按照系统工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件导通或者关断来完成整个系统功能，当控制电路所产生控制信号能够足以驱动电力电子开关时就无需驱动电路。
根据降压斩波电路设计任务要求设计主电路、控制电路、驱动及保护电路，设计出降压斩波电路结构框图如图1所示。

图1降压斩波电路结构框图
在图1结构框图中，控制电路是用来产生降压斩波电路控制信号，控制电路产生控制信号传到驱动电路，驱动电路把控制信号转换为加在开关控制端，可以使其开通或关断信号。通过控制开关开通和关断来控制降压斩波电路主电路工作。控制电路中保护电路是用来保护电路，防止电路产生过电流现象损害电路设备。

3. 主电路设计

3.1 主电路方案
根据所选课题设计要求设计一个降压斩波电路，可运用电力电子开关来控制电路通断即改变占空比，从而获得我们所想要电压。这就可以根据所学buck降压电路作为主电路，这个方案是较为简单方案，直接进行直直变换简化了电路结构。而另一种方案是先把直流变交流降压，再把交流变直流，这种方案把本该简单电路复杂化，不可取。至于开关选择，选用比较熟悉全控型IGBT管，而不选半控型晶闸管，因为IGBT控制较为简单，且它既具有输入阻抗高、开关速度快、驱动电路简单等特点，又用通态压降小、耐压高、电流大等优点。

3.2 工作原理
根据所学知识，直流降压斩波主电路如图2所示：

图2 主电路图
直流降压斩波主电路使用一个全控器件IGBT控制导通。用控制电路和驱动电路来控制IGBT通断，当t=0时，驱动IGBT导通，电源E向负载供电，负载电压=E，负载电流按指数曲线上升。电路工作时波形图如图3所示：

图3 降压电路波形图

当时刻，控制IGBT关断，负载电流经二极管续流，负载电压近似为零，负载电流指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，故串联L值较大电感。
至一个周期T结束，再驱动IGBT导通，重复上一周期过程。当电力工作于稳态时负载电流在一个周期初值和终值相等，负载电压平均值为

为IGBT处于通态时间；为处于断态时间；T为开关周期；α为导通占空比。
通过调节占空比α使输出到负载电压平均值Uo最大为E，若减小占空比α，则Uo随之减小。由此可知，输出到负载电压平均值Uo 最大为U i，若减小占空比α，则Uo 随之减小，由于输出电压低于输入电压，故称该电路为降压斩波电路。

3.3参数分析
主电路中需要确定参数元器件有IGBT、二极管、直流电源、电感、电阻值确定，其参数确定如下：
(1)电源 要求输入电压为100V。
(2)电阻 因为当输出电压为50-80V时，假设输出电流为0.1-5A。所以由欧姆定律

可得负载电阻值为，所以取电阻20欧姆。
(3)IGBT 由图3易知当IGBT截止时，回路通过二极管续流，此时IGBT两端承受最大正压为100V；而当=1时，IGBT有最大电流，其值为5A。故需选择集电极最大连续电流=，反向击穿电压IGBT，而一般IGBT都满足要求。
(4)二极管 其承受最大反压100V，其承受最大电流趋近于5A，考虑2倍裕量，故需选择，二极管。
(5)电感 由上面所选电阻20欧姆，根据欧姆定律：
当Uo=80V时，Iomax=4A;
当Uo=50V时，Iomin=2.5A;
根据电感电流连续时电感量临界值条件：L=Uo*（Ud-Uo）/(2UdIo)
为了保证负载最小电流电路能够连续，取Io=2.5A来算，可得L=0.125mH，所以只要所取电感L>0.125mH ，取L=1mH。
（6）开关频率 f=40kHz
（7）电容 设计要求输出电压纹波小于1%，由纹波电压公式：

可得 LC >= 0.195 uH*F
取C=0.47mF
4. 控制电路设计

4.1 控制电路方案选择
控制电路需要实现功能是产生控制信号，用于控制斩波电路中主功率器件通断，通过对占空比调节达到控制输出电压大小目。
斩波电路有三种控制方式：
1.保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制或脉冲调宽型；
2.保持导通时间不变，改变开关周期T，成为频率调制或调频型；
3.导通时间和周期T都可调，是占空比改变，称为混合型。
因为斩波电路有这三种控制方式，又因为PWM控制技术应用最为广泛，所以采用PWM控制方式来控制IGBT通断。PWM控制就是对脉冲宽度进行调制技术。这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲占空比来获得所需输出电压。改变脉冲占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅，也是等宽，仅仅是对脉冲占空比进行控制。

图4.1 SG3525引脚图

对于控制电路设计其实可以有很多种方法，可以通过一些数字运算芯片如单片机、CPLD等等来输出PWM波，也可以通过特定PWM发生芯片来控制。因为题目要求输出电压连续可调，所以我选用一般PWM发生芯片来进行连续控制。
对于PWM发生芯片，我选用了SG3525芯片，其引脚图如图4.1所示，它是一款专用PWM控制集成电路芯片，它采用恒频调宽控制方案，内部包括精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。
其11和14脚输出两个等幅、等频、相位互补、占空比可调PWM信号。脚6、脚7 内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接电阻电容电路共同构成SG3525 振荡器。振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1 及脚2 分别为芯片内部误差放大器反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器。根据系统动态、静态特性要求，在误差放大器输出脚9和脚1之间一般要添加适当反馈补偿网络，另外当10脚电压为高电平时，11和14脚电压变为10输出。

4.2 工作原理
由于SG3525振荡频率可表示为 ：
4.1
式中:, 分别是及脚5、脚6相连振荡器电容和电阻；是及脚7相连放电端电阻值。根据任务要求需要频率为40kHz，所以由上式可取=0.01μF, = ,=。可得f=40kHz，满足要求。

图4.2 控制电路

SG3525有过流保护功能，可以通过改变10脚电压高低来控制脉冲波输出。因此可以将驱动电路输出过流保护电流信号经一电阻作用，转换成电压信号来进行过流保护，同理也可以用10端进行过压保护，如图4.2所示10端外接过压过流保护电路。当驱动电路检测到过流时发出电流信号，由于电阻作用将10脚电位抬高，从而11、14脚输出低电平，而当其没有过流时，10脚一直处于低电平，从而正常输出PWM波。
SG3525还有稳压作用。1端接芯片内置电源，2端接负载输出电压，通过1端变位器得到它一个基准电位，从而当负载电位发生变化时能够通过1、2所接误差放大器来控制输出脉宽占空比，若负载电位升高则输出脉宽占空比减小，使得输出电压减小从而稳定了输出电压，反之则然。调节变位器使得1端得到不同基准电位，控制输出脉宽占空比，从而可使得输出电压为50-80V范围。

4.3 控制芯片介绍
本控制电路是以SG3525 为核心构成,SG3525 为美国Silicon General 公司生产专用，它集成了PWM 控制电路,其内部电路结构及各引脚功能如图4.3所示,它采用恒频脉宽调制控制方案,内部包含有精密基准源,锯齿波振荡器,误差放大器,比较器,分频器和保护电路等.调节Ur 大小,在11,14两端可输出两个幅度相等,频率相等,相位相差, 占空比可调矩形波(即PWM信号).然后，将脉冲信号送往芯片HL402，对微信号进行升压处理，再把经过处理电平信号送往IGBT，对其触发，以满足主电路要求。

图4.3 SG3525A 芯片内部结构

（1）基准电压调整器
基准电压调整器是输出为5.1V，50mA，有短路电流保护电压调整器。它供电给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。若输入电压低于6V时，可把15、16脚短接，这时5V电压调整器不起作用。
（2）振荡器
3525A振荡器，除CT、RT端外，增加了放电7、同步端3。RT阻值决定了内部恒流值对CT充电，CT放电则由5、7端之间外接电阻值RD决定。把充电和放电回路分开，有利于通过RD来调节死区时间，因此是重大改进。这时3525A振荡频率可表为：
（3.1）
在3525A中增加了同步端3专为外同步用，为多个3525A联用提供了方便。同步脉冲频率应比振荡频率fs要低一些。
(3)误差放大器
误差放大器是差动输入放大器。它增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件组合。该放大器共模输入电压范围在1.8~3.4V，需要将基准电压分压送至误差放大器1脚（正电压输出）或2脚（负电阻输出）。
3524误差放大器、电流控制器和关闭控制三个信号共用一个反相输入端，3525A改为增加一个反相输入端，误差放大器及关闭电路各自送至比较器反相端。这样避免了彼此相互影响。有利于误差放大器和补偿网络工作精度提高。
(4)闭锁控制端10
利用外部电路控制10脚电位，当10脚有高电平时，可关闭误差放大器输出，因此，可作为软起动和过电压保护等。
(5)有软起动电路
比较器反相端即软起动控制端8，端8可外接软起动电容。该电容由内部Vref50μA恒流源充电。达到2.5V所经时间为。点空比由小到大（50％）变化。
(6)增加PWM锁存器使关闭作用更可靠
比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM锁存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期关闭控制，直到下一周期时钟信号使倘存器复位为止。
另外，由于PWM锁存器对比较器来置位信号锁存，将误差放大器上噪音、振铃及系统所有跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于可靠性提高。
(7)增设欠压锁定电路
电路主要作用是当IC块输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（其准源及必要电路除外），使之消耗电流降到很小（约2mA）。
(8)输出级
由两个中功率NPN管构成，每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出100mA。组间是相互隔离。电路结构改为确保其输出电平或者是高电平或者是低电平一个电平状态中。为了能适应驱动快速场效应功率管需要，末级采用推拉式电路，使关断速度更快。
11端（或14端）拉电流和灌电流，达100mA。在状态转换中，由于存在开闭滞后，使流出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，其持续时间约100ns。使用时VC接一个0.1μf电容可以滤去尖峰。
另一个不足处是吸电流时，如负载电流达到50mA以上时，管饱和压降较高（约1V）。

5. 驱动电路设计

5.1 驱动电路方案选择
IGBT是电力电子器件，控制电路产生控制信号一般难以以直接驱动IGBT。因此需要信号放大电路。另外直流斩波电路会产生很大电磁干扰，会影响控制电路正常工作，甚至导致电力电子器件损坏。因而还设计中还学要有带电气隔离部分。
该驱动部分是连接控制部分和主电路桥梁，驱动电路稳定及可靠性直接影响着整个系统变流成败。具体来讲IGBT驱动要求有一下几点：
1）动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿驱动脉冲。否则IGBT会在开通及关延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中其他元件不会被损坏。
2）能向 IGBT提供适当正向和反向栅压，一般取+15 V左右正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。
3）具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为土20 V，驱动信号超出此范围可能破坏栅极。
4）当 IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT软关断。驱动电路软关断过程不应随输入信号消失而受到影响。
针对以上几个要求，对驱动电路进行以下设计。针对驱动电路隔离方式，有以下2种驱动电路，下面对其进行比较选择。
方案1：采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有源。其提供脉冲宽度不受限制，较易检测IGBT电压和电流状态，对外送出过流信号。另外它使用比较方便，稳定性比较好。但是它需要较多工作电源，其对脉冲信号有1us时间滞后，不适应于某些要求比较高场合。
方案2：采用变压器耦合驱动器，其输入输出耐压高，电路结构简单，延迟小。但是它不能实现自动过流保护，不能实现任意脉宽输出，而且其对变压器绕制要求严格。
通过以上比较，结合本系统中，对电压要求不高，而且只有一个全控器件需要控制，使用光耦电路，使用方便，所以选择方案1。
对于方案1可以用EXB841驱动芯片来实现也可以直接用光耦电路进行主电路及控制电路隔离，再把驱动信号加一级推挽电路进行放大使得驱动信号足以驱动IGBT管。由于我所设计过流保护电路是利用控制芯片10端来设计，且直接用光耦电路比较简单，所以我没有用驱动芯片而是直接用光耦电路。

5.2工作原理
如图5.2所示，IGBT降压斩波电路驱动电路提供电气隔离环节。一般电气隔离采用光隔离或磁隔离。光隔离一般采用光耦合器，光耦合器由发光二极管和光敏晶体管组成，封装在一个外壳内。本电路中采用隔离方法是，先加一级光耦隔离，再加一级推挽电路进行放大。采用光耦是TLP521-1。为得到最佳波形，在调试过程中对光耦两端电阻要进行合理搭配。

图5.2 驱动电路

原理：控制电路所输出信号通过TLP521-1光耦合器实现电气隔离，再经过推挽电路进行放大，从而把输出控制信号放大

6. 保护电路设计

6.1 过压保护电路
过压保护要根据电路中过压产生不同部位，加入不同保护电路，当达到—定电压值时，自动开通保护电路，所以可分为主电路器件保护和负载保护。

6.1.1 主电路器件保护
当达到—定电压值时，自动开通保护电路，使过压通过保护电路形成通路，消耗过压储存电磁能量，从而使过压能量不会加到主开关器件上，保护了电力电子器件。
为了达到保护效果，可以使用阻容保护电路来实现。将电容并联在回路中，当电路中出现电压尖峰电压时，电容两端电压不能突变特性，可以有效地抑制电路中过压。及电容串联电阻能消耗掉部分过压能量，同时抑制电路中电感及电容产生振荡，过电压保护电路如图6.1.1所示。

图6.1.1 RC阻容过电压保护电路图

6.1.2 负载过压保护
如图6.1.1所示 比较器同相端接到负载端，反相端接到一个基准电压上，输出端接控制芯片10端，当负载端电压达到一定值，比较器输出Uom抬高10端电位，从而使10端上信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程，从而实现过压保护。
电阻取值，比较器反相端接5.1V电源经变位器后为可调基准电压，比较器同相端电压应在5V以内，取负载输出电压最大值80V来算R20/R18=80/3左右 ，所以R20=100K，R18=4K，R17=10k，R19=2k。

图 6.1.2 负载过压保护

6.2 过流保护电路
当电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。当器件击穿或短路、触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败，以及交流电源电压过高或过低、缺相等，均可引起过流。由于电力电子器件电流过载能力相对较差，必须对变换器进行适当过流保护。
过流保护方法比较多，比较简单方法是一般采用添加FU熔断器来限制电流过大，防止IGBT破坏和对电路中其他元件保护。如图1 在主电路串接一个快速熔断丝。
还有一种方法如图6.2所示，也是利用控制电路芯片第10端。在主电路负载端串接一个很小取样电阻，把它接到放大器进行放大，后再利用比较器，运用过压保护原理同样能实现过流保护。
电阻取值，一般取样电阻端所获得电压为零点几伏，需要通过放大器把电压放大到几伏左右，由放大器运算公式：Uo=（1+R12/R10）*Ui，取放大10倍，即 1+R12/R10=10 , 所以取R12=9K，R10=1K。放大后把它接到比较器中比较使得比较器输出端电位升高，及过压保护一样原理，所以R13=2K，R14=2K，R15=10K，R16=2K。

图6.2 过流保护电路

课程设计总结

直流-直流变流电路功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压直流电，本设计便是通过IGBT降压斩波电路来实现直流到直流降压变换。使用IGBT作为全控型器件降压斩波电路就有了IGBT易驱动，电压、电流容量大优点。本设计基本完成了设计任务及要求中所需达到各个指标，并包括了控制电路及过流保护和稳压功能，但是鉴于本人知识储备及能力有限，所以仍有许多缺点及不足之处，望请斧正。

心得体会

课程设计两周匆匆而过，在前一个星期中，因为有考试，没怎么认真去做课程设计，本以为课程设计不是很难，应该不需要太多时间，但是当我开始时候才值得动手做和想象中是完全不一样。过程中遇到了很多麻烦，多亏了同学们帮助才得以按时完成。
通过本次课程设计，我不仅收获了很多知识，而且也锻炼了自己及同学、朋友间交流沟通能力，增强了团队协作意识，学会了理解及帮助。
课程设计是我们专业课程知识综合应用实践训练，通过制作课程设计，使我们更好更生动地掌握了书本中知识，更启示我们要在以后学习中，更注重实践能力及运用各种工具能力培养。
最重要还要感谢我们电力电子技术老师，是他们凭着严谨细致教学精神，一丝不苟认真态度一点一滴浇灌给我们各种专业知识，让我们有能力勇敢去实现我们理想。

参考文献

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