自动控制系统1.doc

《自动控制系统》
课程设计
基
于
PWM
直
流
不
可
逆
双
闭
环
调
速
系
统

电气信息工程系编
2010年6月

摘 要
在电气时代的今天，电动机在工农业生产、人们日常生活中起着十分重要的作用。直流电机是最常见的一种电机，在各领域中得到广泛应用。研究直流电机的控制和测量方法，对提高控制精度和响应速度、节约能源等都具有重要意义。电机调速问题一直是自动化领域比较重要的问题之一。不同领域对于电机的调速性能有着不同的要求，因此，不同的调速方法有着不同的应用场合。
本文基于PWM的双闭环直流调速系统进行了研究，并设计出应用于直流电动机的双闭环直流调速系统。首先描述了变频器的发展历程，提出了PWM调速方法的优势，指出了未来PWM调速方法的发展前景，点出了研究PWM调速方法的意义。应用于直流电机的调速方式很多，其中以PWM变频调速方式应用最为广泛，本文将对PWM的理论进行详细论述。在此基础上，本文将做出SG3525单片机控制的PWM变频调速系统的整体设计，然后对各个部分分别进行论证，力图在每个组成单元上都达到最好的系统性能。

关键词：直流调速 ；双闭环 ；PWM ；SG3525 ；直流电机

目 录
摘要·························································2
前言·························································4
第一章 绪论··················································5
第二章 直流拖动控制系统总体设计······························7
一、直流调速系统拖动方案的确定······························7
第三章PWM控制直流调速系统主电路设计·······················8
一、主电路结构设计··········································8
二、参数设计················································12
第四章PWM控制直流调速系统控制电路设计······················13
一、PWM信号发生器··········································14
二、转速、电流双闭环设计·····································16
第五章 系统实验验证··········································25
一 系统结构框图············································25
二 系统工作原理············································25
三 系统单元调试············································26
结束语·······················································28
参考文献·····················································29
致 谢·······················································30

前 言

次重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更在现代科学技术革命过程中，电气自动化在20世纪的后四十年曾进行了两新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心部分。
现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电力电子器件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器），和由 R、C等元件构成的无源校正网络相比,又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规律,于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。如果事先对这些典型系统作比较深入的研究,把它们的开环对数频率特性当作预期的特性,弄清楚它们的参数和系统性能指标的关系,写成简单的公式或制成简明的图表,则在设计实际系统时,只要能把它校正或简化成典型系统的形式,就可以利用现成的公式和图表来进行参数计算,这样,就建立了工程设计方法的可能性。
目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟并日渐成为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的舞台。相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈，于是直流调速的优势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。譬如在对控制精度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。鉴于直流调速系统在国民经济和工农业生产以及国防事业中的重要作用，有必要对直流调速系统作进一步的研究和开发。

第一章 绪 论
一、性质和目的
《自动控制系统》课程是自动化专业的主要专业与特色课程之一，在学完本课程之后，通过课程设计使学生巩固本课程所学的控制系统基本原理，培养学生综合运用所学知识和技能去分析和解决工程技术问题的能力，建立正确的设计思想，掌握工程设计的一般程序和方法。提高学生的综合计算及撰写科研报告的初步训练能力；理论联系实际和分析、解决问题的能力。
二、课程设计的主要任务
（一）系统各环节选型
1、主回路方案确定。
2、控制回路选择：给定器、调节放大器、触发器、稳压电源、电流截止环节，调节器锁零电路、电流、电压检测环节、同步变压器接线方式。
（二）主要电气设备的计算和选择
1、整流变压器计算：变压器原副方电压、电流、容量以及联接组别选择。
2、二极管整流元件：电压定额、电流定额计算及定额选择。
3、系统各主要保护环节的设计：快速熔断器计算选择、阻容保护计算选择计算。
4、平波电抗器选择计算。
5、IGBT的选择。
（三）系统参数计算
1、电流调节器ACR中计算。
2、转速调节器ASR中计算。
3、动态性能指标计算。
（四）画出双闭环调速系统电气原理图。
三、基本要求
1、使学生进一步熟悉和掌握单、双闭环直流调速系统工作原理，了解工程设计的基本方法和步骤。
2、熟练掌握主电路结构选择方法，主电路元器件的选型计算方法。
3、熟练掌握过电压、过电流保护方式的配置及其整定计算。
4、掌握触发电路的选型、设计方法。
5、掌握同步电压相位的选择方法。
6、掌握速度调节器、电流调节器的典型设计方法。
7、掌握电气系统线路图绘制方法。
8、掌握撰写课程设计报告的方法。

第二章 直流拖动控制系统总体设计

一 直流调速系统控制方案的确定
1）根据设计任务书中所提出的稳态调速指标要求，确定采用开环控制，还是闭环控制。由于开环控制其机械特性软，所能提供的调速范围小，往往不能满足稳态调速指标要求，所以生产实际中一般都采用闭环控制方式。
2）如果生产机械对系统的动态特性没有严格要求，则可采用转速单闭环，或者带电流正反馈的电压负反馈控制方式，并引入电流截止负反馈环节以限制起动和堵转电流过大。根据系统中使用转速调节器（P或PI）的不同，可设计成单闭环有静差或无静差调速系统。
3）若生产机械对系统的静、动态性能指标都有较严格的要求，而对减速调节和停车制动要求不高，则许采用典型的转速、电流双闭环系统，并通过对调节器型式的选择和参数整定，满足调速要求。如造纸机和纺织机械之类的分布传动系统，主要要求对于电网电压波动有较强的抗扰能力。对于数控机床伺服系统，则要求静、动态速降尽可能小，调速范围较宽，且起动、制动过程要快。这些均可采用双闭环结构的控制方式。
由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。
第三章 PWM控制直流调速系统主电路设计
一 主电路结构设计 
3.1.1 PWM变换器介绍
脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。
不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图3-1（a）所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。
图3-1 简单的不可逆PWM变换器电路
（a）原理图 （b）电压和电流波型
电力晶体管VT的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压驱动。在一个开关周期T内，当时，为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当时，为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电动机电枢两端的平均电压为
    式中，——PWM电压的占空比，又称负载电压系数。的变化范围在0～1之间，改变，即可以实现对电动机转速的调节。
图3-1（b）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压、平均电压和电枢电流的波型。由图可见，电流是脉动的，其平均值等于负载电流（——负载转矩， ——直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。
    由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即
在期间 在期间
    式中，R，L——电动机电枢回路的总电阻和总电感；E——电动机的反电动势。
    PWM调速系统的开关频率都较高，至少是1～4kHz，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视 n和E为恒值。
这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。
    图3-2（a）所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个电力晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。
    VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即。当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流分为两段变化。
在期间，为正，VT1饱和导通；为负，VT2截止。此时，电源电压加到电动机电枢两端，电流沿图中的回路１流通。在期间，和改变极性，VT1截止，原方向的电流沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电压、电流波型如图3-2（b）所示，与图2-1没有VT2的情况完全一样。
    如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压降低。但是由于惯性，电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化，因而出现的情况。这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。在期间，VT2在正的和反电动势E的作用下饱和导通，由E－产生的反向电流沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。在（也就是）期间，因变负，VT2截止，只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图3-2（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。

图3-2 具有制动作用的不可逆PWM变换电路

这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即期间）沿回路2径VD2的续流电流很快衰减到零，如在图2-2（d）中的期间的时刻。这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流，产生局部时间的能耗制动作用。到了期间，VT2关断，又沿回路4经VD1续流，到时衰减到零，VT1在作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为沿回路１经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图3-2（d）。
    综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。
由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为。 3.1.2 泵升电路
当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直流电源。当直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图3-3所示。

图3-3 泵升电压限制电路
当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热，因此对于功率较大的系统，为了提高效率，可以在分流电路中接入逆变，把一部分能量回馈到电网中去。但这样系统就比较复杂了，我们就不选择这种方式了。
二 参数设计
3.2.1 IGBT管的参数
IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图3-3所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：
管子类型：NMOS场效应管
极限电压Vm：600V
极限电流Im：27 A
耗散功率P：200 W
额定电压U：220V
额定电流I：1.2A

图3-4 IGBT信号及波形图
。
3.2.2 泵升电路参数

如图3-3所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个VT组成。
泵升电路中电解电容选取C=2000；电压U=450V；VT选取IRGPC50U 型号的IGBT管；电阻选取R=20。

第四章PWM控制直流调速系统控制电路设计
一 PWM信号发生器
PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给两个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速的目的。其控制电路如图4-1所示.

图4-1 PWM控制电路
4.11 SG3525芯片的主要特点
SG3525为美国Silicon General公司生产的专用PWM控制集成电路，如图4-2所示。

图4-2 SG3525芯片的内部结构
它采用恒频脉宽调制控制方案，其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。调节Ur的大小，在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用于各开关电源、斩波器的控制。
输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA,灌拉电流峰值可达500mA。可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0-700C。基准电压为5.1 V士1%，工作电压范围很宽，为8V到35V.
4.1.2 SG3525引脚各端子功能
SG3525采用16端双列直插DIP封装，各端子功能介绍如下:
1脚:INV. INPUT(反相输入端):误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。
2脚:NI. INPUT (同相输入端):此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。
3脚:SYNC(同步端):为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。
4脚:OSC. OUTPUT(同步输出端):同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V到3. 5V.
5脚:Cr(震荡电容端):震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001,u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变化的锯齿波。
6脚:Rr(震荡电阻端):震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧 Rr和Cr越大充电时间越长，反之则充电时间短。
7脚:DISCHATGE RD(放电端):Cr的放电由5. 7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。
8脚:SOFTSTATR(软启动):比较器的反相端即软启动器控制端8,端8可外接软启动电容，该电容由内部Vf的50uA恒流源充电。
9脚:COMPENSATION(补偿端):在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V到5. 2V.
10脚:SHUTDOWN(关断端):10端为PWM锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C:将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位(3. 30。在电路异常时，只要脚10电压大于0. 7V，三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压(0.9V)，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用.
11脚:OUTPUT A,14脚: OUTPUT B(脉冲输出端):输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差1800，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在V<处接一个约0. luf的电容滤去电压尖峰。
12脚:GROUND(接地端):该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。
13脚:VC(推挽输出电路电压输入端):作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是1. 8V-3. 4V.
15脚:+VIN(芯片电源端):直流电源从15脚引入分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off: 8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作‘基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA).另外，该脚电压最大不能超过35V.使用中应该用电容直接旁路到GROUND端。
16脚:VREF(基准电压端):基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。
4.1.3 SG3525的工作原理
SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。
SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5 的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。
外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。
欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。
此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。

二 转速、电流双闭环设计
4.2.1 转速、电流双闭环调速系统的组成
图4-3所示为转速、电流双闭环调速系统的原理框图。为了实现转速和电流两种负

图4-3转速电流双闭环调速系统
反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串联连接。把转速调节器ASR的输出作为电流调节器ACR的输入，用电流调节器的输出去控制晶管整流的触发器。从闭环结构上看，电流调节环在里面，是内环；转速调节环在外面，叫做外环。
    为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器通常都采用PI调节器。在图4-3中，标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照触发器GT的控制电压为正电压的情况标出的，而且考虑运算放大器的反相作用。通常，转速电流两个调节器的输出值是带限幅的，转速调节器的输出限幅电压为，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器的输出限幅电压是，它限制了PWM装置输出电压的最大值。
4.2.2 转速、电流双闭环调速系统的静特性
  根据图4-3的原理图，可以很容易地画出双闭环调系统的静态结构图如图4-4所示。其中PI调节器用带限幅的输出特性表示，这种PI调节器在工作中一般存在饱和和不饱和两种状况。饱和时输出达到限幅值；不饱和时输出未达到限幅值，这样的稳态特征是分析双闭环调速系统的关键。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非输入信号反向使调节器所在的闭环成为开环。当调节器不饱各时，PI调节器的积分（I）作用使输入偏差电压在稳态时总是等于零。

图4-4 双闭环调速系统静态结构图

实际上，双闭环调速系统在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的，对于静特性来说，只有转速调节器存在饱和与不饱和两种情况。
    （1）转速调节器不饱和：
    在正常负载情况下，转速调节器不饱和，电流调节器也不饱和，稳态时，依靠调节器的调节作用，它们的输入偏差电压都是零。因此系统具有绝对硬的静特性（无静差），即  
    从而得到图4-5静特性的段。由于转速调节器不饱和， ，所以。这表明， 段静特性从理想空载状态（）一直延续到电流最大值，而一般都大于电动机的额定电流。这是系统静特性的正常运行段。

图4-5 双闭环调速系统的静特性
（2）转速调节器饱和：
    当电动机的负载电流上升时转速调节器的输出也将上升，当上升到某一数值（）时，转速调节器输出达到限幅值，转速环失出调节作用，呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。此时只剩下电流环起作用，双闭环调系统由转速无静差系统变成一个电流无静差的单闭环恒流调节系统。稳态时   因而    
    是所对应的电枢电流最大值，由设计者根据电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度选定。这时的静特性为图4-5中的A-B段，呈现很陡的下垂特性。由以上分析可知，双闭环调速系统的静特性在负载电流时表现为转速无静差，这时ASR起主要调节作用。当负载电流达到之后，ASR饱和，ACR起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果，这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环调速系统的静特性要强得多。
    综合以上分析结果可以看出，双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，系统变量之间存在如下关系：

    上述关系表明，双闭环调速系统在稳态工作点上，转速n是由给定电压和转速反馈系数决定的，转速调节器的输出电压即电流环给定电压是由负载电流和电流反馈系数决定的，而控制电压即电流调节器的输出电压则同时取决于转速n和电流，或者说同时取决于和。这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点：比例调节器的输出量总是正比于输入量，而PI调节器的稳态输出量与输入量无关，而是由其后面环节的需要所决定，后面需要PI调节提供多大的输出量，它就能提供多少，但这要在调节器不饱和的情况下。
    采用转速、电流双闭环调速系统后，由于增加了电流内环，而电网电压扰动被包围在电流环里，当电网电压发生波动时，可以通过电流反馈得到及时调节，不必等到它影响到转速后，再由转速调节器作出反应。因此，在双闭环调速系统中，由电网电压扰动所引起的动态速度变化要比在单态环调速系统中小得多。
综上所述，在双闭环调速系统中，转速调节器和电流调节器的作用可以归纳如下：
（1）转速调节器的作用:
①使电动机转速n跟随给定电压变化，保证稳态转速无静差。
②对负载扰动起抗扰作用。
③其输出限幅值决定允许的最大电流，在起动时给出最大电流给定信号。
（2）电流调节器的作用:
①对电网电压扰动起及时抗扰作用。
②起动时保证获得恒定的最大允许电流。
③当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到快速的安全保护作用。
④在转速调节过程中，使电流跟随其给定电压变化。
4.2.3 电流调节器的设计
设计电流环首先遇到的问题是反电动势产生的交叉反馈作用。它代表转速环输出量对电流环的影响。实际系统中的电磁时间常数TL一般远小于机电时间常数Tm，因而电流的调节过程往往比转速的变化过程快得多，也就是说，比反电动势E的变化快得多。反电动势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用，在电流调节器的调节过程中可以近似的认为E不变，即△E=0。这样，在设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态作用，而将电动势反馈作用断开，从而得到忽略电动势影响的电流环近似结构图。再把给定滤波和反馈滤波两个环节等效地移到环内。最后，Ts和Toi一般比Tl小的多，可以当作小惯性环节处理，看作一个惯性环节，取T∑i=Ts+Toi。
首先应决定要把电流环校正成哪一类典型系统,电流环的一项重要作用就是保持电枢电流在动态过程中不超过允许值,因而在突加控制作用时不希望有超调,或者超调量越小越好。从这个观点出发,应该把电流环校正成典Ⅰ系统。可电流环还有另一个对电网电压波动及时调节的作用,为了提高其抗扰性能,又希望把电流环校正成典Ⅱ系统。一般情况下,当控制对象的两个时间常数之比TL/T∑I ≥10时,典Ⅰ系统的抗扰恢复时间还是可以接受的。因此,一般多按典Ⅰ系统来设计电流环[6]。
本设计因为 δi% ≥5%且TL/T∑I =23.98/6.7<10。所以 按典Ⅰ系统设计,选PI调节器，其传递函数为：
式中 Ki—电流调节器的比例系数
—电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点对消掉控制对象的大时间常数极点，选择=TL, 则电流环的动态结构图可以化简为图3-6：

图4-6 电流环简化成典Ⅰ系统
参数计算：
按所用运算放大器取=20K，，电枢回路总电阻R=20
ACR积分时间常数， 电流环开环增益：要求时应取
因此
于是，ACR的比例系数为
计算控制器的电阻电容值
,取50K

如图4-7所示，为电流调节器的结构图。

图4-7 电流调节器的结构图
4.2.4 速度调节器设计
在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。为此，需求出它的等效传递函数：

近似条件:

用电流环的等效环节代替电流闭环后，整个转速调节系统的动态结构图如4-8（a）所示。把给定滤波和反馈滤波环节等效地移到环内，同时将给定信号改为U*n(s)/α；再把时间常数为Ton和2T∑i的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为T∑n的惯性环节，且T∑n=Ton+2T∑I,，则转速环结构图可转化成图4-8（b）。

图4-8 转速环的动态结构图
要把转速环校正成典型Ⅱ型系统，ASR也应采用PI调节器，其传递函数
为
式中 Kn—转速调节器的比例系数;
τn—转速调节器的超前时间常数。
转速调节环选用典型Ⅱ型系统的原因：
1). 系统在负载扰动作用下，动态速降要小。
2). ST饱和时，速度环退饱和超调量不大。
3). 速度环基本上是恒值系统。
参数计算：
按所用运算放大器取=20K 电流反馈系数：=0.5v/A
转速反馈系数：=0.007v·min/r =0.132v·min/r =0.18s
电枢回路总电阻R=20 =0.0234s 0.01s
—转速控制器的积分时间常数 一般选h=5
根据公式
经计算得出= 2.17 ；
转速控制器电阻电容值
取50K

如图4-9所示，为转速调节器的结构图。

图4-9 转速调节器的结构图

第五章 系统实验验证
一 系统结构框图

图5-1系统结构框图
二 系统工作原理
速度给定信号G，速度调节器ASR，电流调节器ACR，控制PWM信号产生装置UPM脉宽调制器，DLD单元把一组PWM波形分成两组相差180°的PWM波，用于控制两组臂。G用以输出 0～15V 直流给定电压，UPW（脉宽调制器）采用 SG3525 芯片和部分外围电路构成。SG3525 是一种专用脉宽调制器控制电路，通过改变外接电阻和电容的数值，可以产生不同频率的方波信号。改变给定端电压，可以改变输出方波的占空比，作为 PWM 变换器的控制信号。GD的作用是形成四组隔离的PWM驱动脉冲；PWM为功率放大电路，直接给电动机M供电。这样通过改变给定电压就可以对电动机调速了。
DLD逻辑延时单元，对PWM控制信号进行延时和整形。当被驱动电路为双极式工作制时，为了避免同一相上、下两只功率管直通，需要驱动信号有死区，DLD 单元即用来产生具有死区的驱动控制信号。DZS 为零速封锁器，其输出控制 ASR 和 ACR，当调速系统给定电压为零时确保电动机转速为零，避免运算放大器因零点漂移造成电动机不能停车。FA限制主电路瞬时电流，过流时封锁DLD单元输出；电流反馈调节单元CFR；速度反馈调节SFR。
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用,在系统中设置了两个调节器,分别调节转速和电流,二者之间实行串级连接.把转速调节器的输出当作电流调节器的输入,再用电流调节器的输出去控制PWM变换器的触发装置。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节环在外面，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的动、静态性能，双闭环调速系统的两个调节器一般都采用PI调节器，转速调节器ASR的输出限幅电压是Unmax，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压是Uimax，它限制了PWM变换器输出电压的最大值。
三 系统单元调试
5.3.1 基本调速
①速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的调零
把调节器的输入端1、2、3全部接地，4、5之间接50K电阻，调节电位器RP3，使7端输出绝对值小于1mv。
②速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的输出限幅值的整定
在调节器的3个输入中的其中任一个输入接给定，在4.、5之间接50K电阻、1uF电容，调节给定电位器，使调节器的输入为-1V，调节电位器RP1，使调节器的输出7为+4V（输出正限幅值）；同样把给定调节为+1V，调节RP2，把负限幅值调节为-4V。
③零速度封锁器（DZS）观测
首先把零速封锁器的输入悬空，开关S1拨至“封锁”状态，输出接速度或者电流调节器的零速封锁端6，无论调节器的输入如何调节，输出7始终为零。把面板上的给定