MOSFET升降压斩波电路.doc

电力电子技术课程设计报告

MOSFET升降压斩波电路设计

班 级： 110306班
姓 名： ***
学 号： 20111049
指导教师： 侯云海
时 间： 2014年1月10日

题目：MOSFET升降压斩波电路设计

一、课程设计的目的
1. 电力电子技术的课程设计是《电力电子技术》课程的一个重要的实践教学环节。它与理论教学和实践教学相配合，可使我们在理论联系实际，综合分析，理论计算，归纳整理和实验研究方面得到综合训练和提高，从而培养学生独立解决实际问题的能力。
2. 加深理解电力电子技术的课程内容，建立正确的设计思想，熟悉工程设计的顺序和方法，提高正确使用技术资料，标准，手册等的独立工作能力。
3. 为后续课程的学习打下坚实的基础。
二、设计的技术数据及要求
1、交流电源：单相220V；
2、前级整流输出输电压： Ud=50V～80V；
3、输出功率：300W；
4、开关频率5KHz；
5、占空比10%—90%；
6、输出电压脉率：小于10%。

三、设计内容及要求
1、方案的论证及方案的选择：
1.1总体方案论证

图1
1.2 方案一：MOSFET降压斩波电路
Ø MOSFET降压斩波电路原理图
降压斩波电路的原理图以及工作波形如图2所示。该电路使用一个全控型器件 V，图中为MOSFET。为在MOSFET关断时给负载中电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。斩波电路主要用于电子电路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。

图2 降压斩波电路原理图

Ø MOSFET降压斩波电路工作原理图
直流降压斩波电路使用一个全控型的电压驱动器件MOSFET，用控制电路和驱动电路来控制MOSFET 的导通或关断。当t=0 时MOSFET 管被激励导通电源U向负载供电，负载电压为Uo=U,负载电流io 按指数曲线上升，当t=t1时控制MOSFET 关断负载电流经二极管VD 续流负载电压Uo 近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小通常使串联的电感L较大。电路工作时的波形图如图3所示。
至一个周期T结束，再驱动MOSFET导通，重复上一周期的过程。当电力电子系统工作处于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，如图2所示。
负载电压平均值为： （2.1）

负载电流平均值为： （2.2）

式中，ton为MOSFET处于通态的时间；toff为MOSFET处于断态的时间；T为开关周期；为导通占空比。
由式（1.1）可知，输出到负载的电压平均值Uo最大为U，减小占空比，Uo随之减小。因此将该电路称为降压斩波电路。也称buck变换器。
根据对输出电压平均值进行调试的方式不同，可分为三种工作方式：
（1） 保持开关导通时间 不变，改变开关T，称为频率调制工作方式；
（2） 保持开关周期T不变，调节开关导通时间 ，称为脉冲宽调制工作方式；
3) 开关导通时间和开关周期T 都可调，称为混合型。

图3 降压斩波电路的工作波形

2、主电路的设计
2.1 整流电路的设计
整流电路尤其是单相桥式可控整流电路是电力电子技术中最为重要，也是应用最为广泛的电路。不仅应用于工业，也广泛应用于交通运输，电力系统，通信系统，能源系统等其他领域。本实验装置采用单相桥式全控整流电路（所接负载为纯电阻负载），如图4所示。

图 4 单相桥式全控整流电路

在单项桥式全控整流电路中，晶闸管 VT1 和 VT4 组成一对桥臂，VT2 和 VT3 组 成另一对桥臂。在 u2 正半周（即 a 点电位高于 b 点电位） ，若 4 个晶闸管均不导 通，负载电流 id 为零，ud 也为零，VT1、VT4 串联承受电压 u2，设 VT1 和 VT4 的漏电 阻相等，则各承受 u2 的一半。若在触发角α处给 VT1 和 VT4 加触发脉冲，VT1、 VT4 即导通，电流从 a 端经 VT1、R、VT4 流回电源 b 端。当 u2 为零时，流经晶闸管 的电流也降到零，VT1 和 VT4 关断。
在 u2 负半周，仍在触发延迟角α处触发 VT2 和 VT3（VT2 和 VT3 的α=0 处为ω t=π） ，VT2 和 VT3 导通，电流从电源的 b 端流出，经 VT3、R、VT2 流回电源 a 端。
到 u2 过零时，电流又降为零，VT2 和 VT3 关断。此后又是 VT1 和 VT4 导通。如此循环工作下去。晶闸管承受的最大正向电压和反向电压分别为U2和U2。图5是电阻性负载的单项桥式全控整流电路波形图。

图 5 单项桥式全控整流电路电阻性负载波形图

整流电压平均值为：

向负载输出的直流电流平均值为：

流过晶闸管的电流平均值为：

题目中要求前级整流输出电压限制在50V—100V之间，输入电压U1为220V，则输入电压U2最大为41.7 ，变压器匝数比N1:N2=4：1 。

2.2 电路各元件的参数设定
2.2.1 MOSFET简介
MOSFET的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体），FET（Field Effect Transistor场效应晶体管），即以金属层（M）的栅极隔着氧化层（O）利用电场的效应来控制半导体（S）的场效应晶体管。
功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型,但通常主要指绝缘栅型中的MOS型（Metal Oxide Semiconductor FET）,简称功率MOSFET（Power MOSFET）。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管（Static Induction Transistor--SIT）。其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。
功率MOSFET的种类：按导电沟道可分为P沟道和N沟道。按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率MOSFET主要是N沟道增强型。
2.2.2 功率MOSFET的结构
功率MOSFET的内部结构和电气符号如图6所示；其导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别，小功率MOS管是横向导电器件，功率MOSFET大都采用垂直导电结构，又称为VMOSFET, （Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。

图6 MOSFET的结构与电气图形符号

2.2.3 功率MOSFET的工作原理
截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。

导电：在栅源极间加正电压UGS，栅极是绝缘的，所以不会有栅极电流流过。但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子-电子吸引到栅极下面的P区表面。
  当UGS大于UT（开启电压或阈值电压）时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。
2.2.4 各元件参数计算

根据设计要求可选大小为的直流电压源，如果选取降压斩波电路的占空比为，则输出电压，输出功率，要求输出功率为，可计算出负载电阻。电压控制电压源和脉冲电压源可组成MOSFET功率开关的驱动电路。

计算：由式，周期可由开关频率得出为，把、、代入上式得出。虽说电感L的值越大，得到的图形越稳定，但在此电路中，需要看到文波，因此按计算值设置参数就可以啦。

计算：由式，要求脉动率，取，计算，代入上式计算出。虽说电容C的值越大，得到的图形越稳定，但在此电路中，需要看到文波，因此按计算值设置参数就可以啦。
若取其他占空比时各参数值的计算方法与此一致，不同占空比时各个参数的值如表7所示。
占空比
输出电压U0（V）
脉动电压（V）
负载R（Ω）
电感值（H）
电容值C（F）
20%
20
2
1.33
1.07×10-4
3.74×10-4
40%
40
4
5.33
3.20×10-4
9.38×10-5
50%
50
5
8.33
4.17×10-4
6.00×10-5
80%
80
8
21.33
4.27×10-4
2.34×10-5
90%
90
9
27.00
2.70×10-4
1.85×10-5

表7 不同占空比时各个参数的值
3、控制电路设计
SG3525 是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动功能内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。
其特点如下：
（1）工作电压范围宽：8—35V。
（2）5.1（11.0%）V微调基准电源。
（3）振荡器工作频率范围宽：100Hz—400KHz.
（4）具有振荡器外部同步功能。
（5）死区时间可调。
（6）内置软启动电路。
（7）具有输入欠电压锁定功能。
（8）具有PWM琐存功能，禁止多脉冲。
（9）逐个脉冲关断。
（10）双路输出（灌电流/拉电流）：mA(峰值)。
SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。
SG3525内部结构如图2.5所示，直流电源 Vs 从脚 15 接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的元器件作为电源。振荡器脚 5 须外接电容 CT，脚 6须外接电阻 RT。振荡器频率由外接电阻RT 和电容CT决定，振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出，误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。其他引脚分别为：引脚1为反相输入，2为同相输入引脚，3为同步端引脚，4为振荡器输出引脚，7为放电端引脚，8为软启动端引脚，9为补偿引脚，10为闭锁控制引脚，引脚12接地。内部结构如图8所示：

图 8 控制电路内部结构图

在升降压斩波电路中，三极管V的基极接驱动电路的V-G，发射极E接驱动电路的V-E，结点11、12、1314为SG3525的相应引脚。如图9：

图 9 SG3525芯片的相应引脚
4、MOSFET驱动电路设计
4.1 驱动电路方案选择
该驱动部分是连接控制部分和主电路的桥梁，该部分主要完成以下几个功能：(1)提供适当的正向和反向输出电压，使电力MOSFE 管可靠的开通和关断；(2)提供足够大的瞬态功率或瞬时电流，使MOSFET能迅速建立栅控电场而导通；(3)尽可能小的输入输出延迟时间，以提高工作效率；(4) 足够高的输入输出电气隔离性能，使信号电路与栅极驱动电路绝缘；(5)具有灵敏的过流保护能力。
而电力MOSFET 是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小；第二个显著特点是开关速度快、工作频率高。但是电力MOSFET电流容量小，耐压低，多用于功率不超过10Kw 的电力电子装置。
在功率变换装置中,根据主电路的结构，起功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式.美国IR公司生产的IR2110驱动器，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选。
根据设计要求、驱动要求及电力MOSFET 管开关特性,选择驱动芯片IR2110 来实现驱动。
芯片IR2110 管脚及内部电路图如下图10所示。

图10 IR2110 管脚及内部电路图

4.2 驱动电路原理
IR2110 内部功能由三部分组成：逻辑输入、电平平移及输出保护。
IR2110 驱动半桥的电路如图所示，其中C1，VD1分别为自举电容和自举二极管，C2 为VCC的滤波电容。假定在S 关断期间C1已经充到足够的电压（VC1 VCC）。
当HIN 为高电平时如下图11，VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1 通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2 在S1 开通之前迅速关断。

图5 IR2110 驱动半桥电路

图 11
设计驱动电路如图12所示：

图12 驱动电路图

四、 电路保护
电力电子电路中，除了电力电子器件参数选择合适，驱动电路设计良好外，采用合适的过电压保护、过电流保护、du/dt保护和di/dt也是必须的。
抑制过电压的方法：用非线性元件限制过电压的幅度，用电阻消耗生产过电压的能量，用储能元件吸收生产过电压的能量。

对于非线性元件，不是额定电压小，使用麻烦，就是不宜用于抑制频繁出现过电压的场合。所以我们选用用储能元件吸收生产过电压的能量的保护。使用RC吸收电路，这种保护可以把变压器绕组中释放出的电磁能量转化为电容器的电场能量储存起来。由于电容两端电压不能突变，所以能有效抑制过电压，串联电阻消耗部分产生过电压的能量，并抑制LC回路的震动。保护电路如图13所示。

图 13 过压保护电路图

除此之外还有其他的保护装置，如下：
防止阳极电压上升率过高保护
在保护电路中串联接入适当的电感即可起到防止阳极电压上升率过高的保护。
晶闸管的过电压保护
晶闸管的过电压能力较差当它承受超过反向击穿电压时，会被反向击穿而损坏。如果正向电压超过管子的正向转折电压，会造成晶闸管硬开通，不仅使电路工作失常，且多次硬开关也会损坏管子。因此必须抑制晶闸管可能出现的过电压，常采用简单有效的过电压保护措施。
对于晶闸管的过电压保护可参考主电路的过电压保护，我们使用阻容保护。
晶闸管的过电流保护
常见的过电流保护有：快速熔断器保护，过电流继电器保护，直流快速开关过电流保护。
快速熔断器保护是最有效的保护措施；过电流继电器保护中过电流继电器开关时间长（只有在短路电流不大时才有用）直流快速开关过电流保护功能很好，但造价高，体积大，不宜采用。
因此，最佳方案是用快速熔断器保护。

快速熔断器

（1）前级整流电路
负载平均电压升高，纹波减小，且C越大，电容放电速率越慢，则负载电压中的纹波成分越小，负载平均电压越高。为得到平滑的负载电压，一般取：
=C(3~5)
式中T为电源交流电压的周期。电容滤波电路的负载电压与的关系约为：
令整流后输出电压为50V，则整流前输入电压 ：
=/1.2=50/1.2=41.7
因为电源为交流单项220V，变压器变比需满足：
：=220:41.7=4:1
此时前级整流输出电压E为50V。
并且为满足输出电流最大2A，整流电路中每个二极管所承受的最大电流为，=/2=1A。
变压器二次侧的电流2A，由变压器变比为4:1，流过一次侧的电流为0.5A。
（2）输出直流电压
要求输出直流电压在10~100V可调，由输出电压公式可知，当为10V时，占空比=1/6；当为100V时，占空比=2/3。即控制占空比在1/6~2/3之间，可得输出直流电压在10~100V可调。
为使电路正常工作驱动电路中R1、R2为1K，R3为5.1KΩ，R4为10KΩ，电位器R0为0—100KΩ，R5为10KΩ。
要求最大输出电流为2A，故负载功率范围为20~200W，流过VT二极管、V三极管的最大电流为2A。熔断器的最大熔断电流为2A。可选WICKMANN 181 2A陶瓷管保险丝。
（3） 其他器件选择 整流电路中二极管选择为IN5232，驱动电路 中二极管选择为IN4148，驱动电路中C1为0.01μF。
五、总结及心得体会
此次电力电子技术课程设计的过程，我感慨很多。从理论到实践，在课程设计的这段时间，我遇到了很多困难，但是同时也学到了好多东西。它不仅巩固了以前所学的理论知识，更是学到了很多课外的东西，锻炼了自己解决实际问题的能力。 
从最初拿到题目时，感觉应该很简单，可到真正动手去做的时候，真的觉得理想与现实的差距挺大因为在自己的知识系统中，学习的大部分都是理论知识，对于这样实际从一个课题做出报告书并不是很在行，不过也做过类似的报告。但是毕竟还是有一定的差距，因为课本上涉及这部分的原理知识比较少，光靠书本上的知识根本解决不了，只有去图书馆借这方面的书籍来。现在的网络也是一个不错的工具，有些不懂的或是书本上没有的，就可以在网络上查询。所以这次课程设计的知识来源很广，在此过程中也学到了很多课本上没有的知识，丰富了自己的理论知识，还扩宽了解决问题的方法，感觉特别充实。在做这次课程设计的过程中学到了很多东西，也知道了自己的不足之处，知道自己对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，以后还要努力。通过这次课程设计，发现了自己的不足和缺陷，也锻炼了自己将理论知识运用到实际中的能力，受益良多。 
电力电子技术课程设计最终完成，在这之中有自己的努力，也有同学的帮忙，但更多的还是自己的努力。经过这次的电力电子技术课程设计，加深了我对降压斩波电路的理解，也学习一些新的知识，增加了解决问题的能力。也对这门课有了更深的了解，也知道这门课程在自动化专业的重要性，一定还会花时间学习的，只有继续努力，才会学到更多的知识。
六、参考文献
[1] 周克宁.电力电子技术[M]. 北京：机械工业出版社，2004
[2] 王兆安,刘进军.电力电子技术[M]. 北京：机械工业出版社，2009
[3] 李宏.电力电子设备用器件与集成电路应用指南[M]. 北京：机械工业出版社，2001
[4] 王维平.现代电力电子技术及应用[M]. 南京：东南大学出版社，1999
[5] 叶斌.电力电子应用技术及装置[M]. 北京：铁道出版社，1999
[6] 周志敏,周纪海等.现代开关电源控制电路设计及应用[M]. 北京：人民邮电出版社,2005

七、 电路原理图