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MESFET 功率放大器设计：小信号法

基本工程问题: 没有大信号器件模型,怎样设计功率放大器?
*许多器件供应商不提供其器件的大信号模型.
*通常提供的唯一设计数据是器件的小信号S参数和静态IV曲线.
*利用前面STEVE CRIPPS 介绍的负载线法,根据这些数据足以设计第一类的功率放大器.

功率放大器是大信号器件，因为在接近功率饱和时其特性呈现非线性。但许多场合，设计师仅有一组小信号S参数，在电路仿真时，作为表示有源器件的根据。由于这些S参数只适用于小信号，在大信号时怎样设计最大射频输出功率和线性，并不清楚。Steve Cripps提出一种方法，可以用器件的静态IV曲线确定大信号负载线阻抗（RL），设计第一类放大器。RL用做目标阻抗，即用输出匹配电路表示的管子漏极负载。用该方法设计师可以对RF最大输出功率优化输出电路，同时对最佳输入匹配和最大增益优化输入电路。通常输出匹配较差，这是因为为了输出最大RF功率，有意造成一定失配（即：输出匹配对RL优化，而不是对器件的S22优化）。
该方法的局限性
*仅对最大Psat优化
*仅对A类和AB类工作状态有效
*无法计算交调产物：IM3，IMR5，IP3
*无法计算谐波电平
*无法计算ACPR（对数字调制）
小信号设计技术有其局限性。输出电路对最大RF饱和功率优化，但不一定对最大线性功率。就是说无法直接计算1dB压缩点输出功率。而且也无法直接计算放大器的二音交调性能：IM3，IM5，IP3和IP5。为了计算这些重要参数，设计师必须依靠测量法或“经验（rules of thumb）”。MESFET放大器的两个重要“经验”是：
*P-1dB比Psat约低1dB。
*IP3比P-1dB约高10—12dB。
论题：
用小信号法求解最大功率
*设计流程图（步骤）
*指标
*选择器件
*由IV曲线计算负载线电阻
*匹配网络
*分布参数与集总参数
*仿真：增益，输入匹配和输出匹配
*提取封装参数
*使输出功率最大：匹配负载线电阻
*用K因子衡量放大器的稳定性

基本设计流程图：

设计步骤：
依据级连放大器链的要求选择器件。保证整个放大器链同时平滑地进入饱和区。没有任意一级先饱和。
*根据频率，带宽，成本目标和经验选择匹配电路结构。
*根据工作类型和电源要求选择偏置电路。MESFET要求偏置电路提供负栅压。对于高线性电路，推荐使用A类工作。在A类工作时，直流漏极电流应为器件Imax的1/2。
*对增益和输入匹配优化输入电路。
*确定器件静态IV曲线负载线。
*提取封装寄生元件，它们将是整个输出匹配电路的一部分。
*优化输出匹配电路达最佳值RL（这是达到RF输出功率最大的条件）。
*若需要，增加电路元件，保证宽带无条件稳定。
小信号设计流程图:

小信号设计过程说明：
使用器件的小信号S参数仿真和优化增益和输入匹配电路。
使用器件的IV曲线确定负载线RL。为使输出功率最大，用RL表示器件的“内部”漏极负载，以此作为输出匹配电路的“目标”。该法以基本网络理论为基础，如果一个网络对一个复阻抗提供良好匹配，则网络的输出阻抗等于负载阻抗的复数共轭值。现在的负载阻抗是纯实数RL，所以最佳输出匹配电路反映到器件漏极负载的阻抗是RL的复数共轭值，即RL，因为负载阻抗的虚部为零。
根据MESFET管IV曲线，计算最大RF功率输出时的负载线RL

产生最大RF功率的合适输出阻抗可由测试确定，也可用图解管子的静态IV曲线得到。
负载线电阻RL必须用输出匹配电路表示的管子输出负载来表示。为得到最好线性，应在线性最好的A类工作状态下，选择负载线。通过最大化放大器的线性，可做出最适合于数字调制工作（如CDMA或TDMA）的放大器。
计算负载线电阻
根据偏置电压和输出功率计算
在A类工作中，以输出功率为函数，偏置条件为参量（Vb-Vs）计算RL，
RL=SQR（Vb-Vs）/2Pout
在IV图中表示出依输出功率求RL的公式。仅由要求的输出功率和预计的漏源电压就能直接求得RL。
负载牵引实验表明，除了考虑纯负载线电阻外，还必须考虑匹配一个小电抗，即与RL并联的电容Cds。Cds值已由实验得到，约每毫米栅宽0.10PF。
计算最小击穿电压与RL的关系:
在器件可靠的前提下,击穿电压是确定GaAs MESFET器件偏置电压和最大输出功率的关键参数。
在设计功率放大器时，器件可靠性是一个非常重要的因素。器件结合点间的雪崩击穿是器件非热失效的主要原因。本节讨论击穿电压与偏置条件和RF信号电平间的关系。先分析该重要论题的条件和考虑因素。
在一组偏置电压下，为了得到最大输出功率，设计A类GaAs MESFET功率放大器时，必须为管子的漏-源端提供最佳负载线电阻。该电阻很容易用图解法从静态IV曲线得到。
如果管子输出端接的不是最佳负载电阻，会怎样呢？如负载电阻小于最佳值，RF输出电压峰值会减小，降低了击穿失效的危险。但如果负载电阻大于最佳值，RF输出电压将提高，就增加了击穿的危险。上图标出了RL，输出功率和击穿电压的关系。
对指标仿真的可行性

选管：

选用Fujitsu FLL351ME管，它可提供11dB增益，+35dBm输出功率。适用于各种移动电话和PCS基站放大器的输出级。上图有其静态IV曲线。
上图是FLL351ME的小信号S参数，必须将其读入仿真器，计算增益，匹配和稳定因子K。

Fujitsu FLL351ME推荐电路如图。电路是分布参数电路，用Er=9.7，厚0.65mm的介质电路板制成。该电路用于证明FLL351ME在某频率（2.3GHz）提供增益和输出功率的能力。我们以此电路开始小信号设计过程。

根据FLL351ME数据表中的IV曲线，利用公式取得RL值。

MESFET 管的输出电路模型：
为了优化MESFET管的输出电路，为其提供准确的RL，应当将管子的封装参数计入输出匹配电路。管子Cds和漏极，源极所有寄生元件都必须计入总输出匹配电路。封装寄生元件可从管子的 小信号S参数中取得。若管子无封装，是一个裸露的芯片（混合或MMIC结构），则可忽略封装元件，简化输出匹配电路。当然，任何引线都必须计为电路元件。

集总元件匹配电路结构：
匹配电路完成两个功能：
为了得到高增益和最大输出功率，匹配电路将50欧姆源和负载阻抗变换到合适的阻抗，匹配MESFET管的源极和漏极。
匹配电路含有电抗元件，因此对频率有选择性。匹配电路也决定了放大器的中心频率和带宽。
在较低频率，上述集总元件匹配电路很有用。这时，小尺寸的集总电容和线绕电感比大尺寸的与波长有关的分布参数电路重要。这一特定集总参数匹配电路是低通结构。高通结构也能使用，可把两者混合使用。若要在所需带宽里达到良好匹配，要增加更多级电路。通常应使用尽量少的级数，减少两电路的复杂性和成本。
偏置通过加在栅极和漏极电路的扼流电感和旁路电容提供。输入和输出端用串联电容隔直流。

分布参数元件匹配电路:
上图匹配电路是前述集总元件匹配电路的对应结构。在分布参数电路中，用细长的微带线代替电感。用短而宽的微带线代替并联电容。偏置扼流圈用1/4波长微带线构成。因为分布参数匹配电路的元件尺寸与频率成比例，则意味着类似的电路在较高的频率，会变得更小，所以非常适用于高频电路。在低频使用分布参数电路，其尺寸会太大，难以实现。

上图摘自Fujitsu 1997年微波半导体手册第358页。PCB板厚26密尔，介电常数9.7。在输入和输出端加了隔直流电容。栅、漏偏置扼流圈也已接入。

下面我们来仿真该电路的性能。
可用ADS仿真整个单端FLL351ME放大器。得到小信号增益，输入和输出匹配，隔离以及稳定因子K。如果需要，可用ADS优化器改变元件值，改善电路性能。

从上图可见小信号增益，输入匹配和输出匹配性能都很好。增益大于10.0dB，输入和输出匹配在1.8GHz还不算坏，它在更高些的频率（Fujitsu 电路中心频率）有一峰值。预计调整输出匹配电路匹配RL，产生最大输出功率时，输出匹配将变差。
由图可见，在高于1.8GHz频率（电路中心频率），随着输入匹配的改善，输出匹配变差。这是对产生最大输出功率，优化输出匹配电路的结果。
器件的输出匹配：
取得封装寄生参数的方法：
*从器件制造商处取得。
*测量封装寄生参量。
*电磁分析（EM）封装模型。
*由器件S参数取得。

在准备对产生最大射频输出功率优化输出匹配电路时，必须确定管子的封装寄生元件。因为它们是总输出匹配网络的一部分。如不能从器件供应商处得到，则须通过测量（非常困难）、计算（要求全面的EM仿真）或从小信号S参数提取。现在最直接的方法是提取法，在下面介绍。
封装MESFET管的等效电路包含一组管子本征元件加一组封装寄生元件。图中画出了这两类电路元件的边界。
从小信号S参数提取封装寄生元件
使用封装GaAs MESFET 管设计功率放大器的一个重要考虑，是准确确定封装寄生元件，因为这些元件是整个输入和输出匹配电路的一部分，影响整个仿真。因为输出匹配电路是与管子的负载电阻RL匹配的，不与包含封装寄生元件的S参数匹配，所以设计输出匹配电路时,这是重点考虑因素。负载线电阻RL是输出匹配电路必须呈现给管子的阻抗，但这些寄生元件使RL产生变化。所以它们成为整个输出匹配电路的重要部分。所有成功的设计努力，都必须考虑这些封装元件的影响。ADS电路原理图参照ADS例题“amodelB_pri under mw_ckts”。

封装寄生元件可简单地模拟成串联在栅、漏、源端的电阻-电感电路。可用HP/EESOF ADS仿真该模型的电原理图，分析该等效电路。用ADS优化器调整模型的S参数，可以无限接近器件的小信号S参数。所有电路元件都指定为优化变量，依次变化，使S参数与等效电路趋于一致。为了进行快速和精确的优化，用一组接近管子等效电路元件真实值为初值，是很重要的开端。对于无封装芯片，在A类工作（Idss/2，Vds=8V）条件下，可根据GaAs MESFET管的总栅宽W（mm），定量计算出其等效电路元件近似值。这组管子参数为：
Cgs=1.0 pF/mm Cgd=0.04 pF/mm
Rin=4.1 Ohms-mm Rds=184 Ohms-mm
Cds=0.20pF/mm Gm=0.082 S/mm

根据管子的小信号S参数模型和IV曲线，仿真放大器的输出功率特性：
如果设计师只有小信号S参数（及静态IV特性曲线）作为模型来设计功率放大器，他必须以尽可能与RL（相对RF最大输出功率的负载线电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值。然后可优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。这不会影响输出功率。在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，再在工作频率对其优化，达到与RL的最佳匹配。取得的漏、源封装元件必须包括在该模型中，这些元件完全或在很大程度上确定了串联匹配电感。而且，在ADS电原理图中，考虑到所有元器件的寄生参量是很重要的。例如，通孔和贴片元件（电容、电阻和电感）。与元件厂商联系，取得各元件寄生参量的精确值。请记住，仿真只是尽可能精确到元件的模型值。

输出匹配电路是在正确的频率上谐振，但匹配情况很临界。这表明匹配电路未合适地调整到RL，对于FLL351ME管为11欧姆。

管子漏极负载RL=11.4欧姆，要确定匹配电路距目标值RL多远，就必须改变电路的仿真原理图，去“测量”由整个输出匹配网络（端接50欧姆负载）表示的漏极负载阻抗。偏置电路的影响较小，在仿真时略去。

对匹配电路反映到管子漏极的阻抗进行仿真，得阻抗实部约20欧姆，不是所要求的11欧姆。这说明管子未匹配到最大输出功率的阻抗。

根据管子的小信号S参数模型和IV曲线，优化放大器的输出功率特性：
如果设计师只有小信号S参数（及静态IV特性曲线）作为模型来设计功率放大器，他必须以尽可能与RL（相对RF最大输出功率的负载线电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值。然后可优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。这不会影响输出功率。在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，再在工作频率对其优化，达到与RL的最佳匹配。取得的漏、源封装元件必须包括在该模型中，这些元件完全或在很大程度上确定了串联匹配电感。而且，在ADS电原理图中，考虑到所有元器件的寄生参量是很重要的。例如，通孔和贴片元件（电容、电阻和电感）。与元件厂商联系，取得各元件寄生参量的精确值。请记住，仿真只是尽可能精确到元件的模型值。

用ADS优化器对最佳优化RL=11.4欧姆调整输出电路元件值，输出匹配情况大大改善。反射损耗接近-15dB，表明与RL良好匹配。

通过再次对阻抗Z（最佳输出电路反映到管子漏极终端的阻抗）仿真，可知目前阻抗的实部非常接近11欧姆。这表明管子的输出阻抗与产生最大RF输出功率的阻抗良好匹配。

下面，在宽频带内，用ADS仿真计算放大器的稳定因子。发现放大器在工作频率是无条件稳定的，但在低频端，降为有条件稳定。这是一个非常常见的结果，因为高功率MESFET的跨导非常高，从而导致低频潜在的高增益。就产生了低频稳定性问题，必须通过添加稳定网络加以纠正。

为了在所有频率达到无条件稳定，放大器的稳定因子K必须大于1。为提高稳定性，把一个50欧姆电阻和四分之一波长短路线串联的简单电路，并接于单端放大器的输入端。该网络大大提高了功率放大器的稳定性，解决了功率MESFET高跨导引起的稳定性问题。

添加了50欧姆电阻和1/4波长短路线稳定网络后，放大器的低频稳定性明显改善。下面，我们来检查一下带有最佳输出电路和稳定网络的放大器的增益和匹配情况。

现在的放大器带有最佳输出电路和稳定网络，对其增益，输入匹配情况和输出匹配情况进行最终仿真。可见增益微降（约0.7dB），输出匹配情况没有前面好。这两点是预期到的，因为最佳输出电路是对最佳输出功率匹配的，所以输出电路对小信号S参数（S22）失配，引起增益和输出匹配微降。但总得来说，增益和匹配性能还是很好的，并保证RF输出功率最大，且有优良的稳定性。

参考文献：

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