UCC28060中文资料.doc

UCC28060中文资料
为降低EMI减小BULK电容及其电压纹波, 交互式PFC在功率大于300W时具有明显优势，UCC28060即为此设计的新品，特点如下：
l 很容易作相位管理，仍满足轻载的效率标准。
l 两相都有由检测输出电压做的防止OVP故障的功能。
l 无需检测电流整形，简化了PCB布局，提高了效率。
l 消除了输出整流器的反向恢复损耗，防止了MOSFET导通时的冲击电流。
UCC28060组成系统后具有下列优点：
l 低成本高效率，比单相CCM型更具有柔性。
l 输入滤波及输出电容电流互补对消。减小了纹波电流，减小了EMI滤波器的尺寸。
l 可用低成本升压二极管不用R-C吸收回路。
l 改善了轻载效率，改善了瞬态响应。
此款控制器可用于200W~1000W的AC/DC。它扩展了CRM的应用区间，降低了成本，整个系统加入了布朗保护，输出的OVP﹑开环﹑过载保护，并有软起动，相位错开检测及热关断保护。其共有16PIN，功能如下：
AGND 6PIN。模拟地。外接模拟信号旁路电容，补偿元件及模拟信号的回归点。然后以单一点接功率地，以隔开大电流的噪声。
COMP 5PIN。误差放大器的输出。其为跨导放大器。此输出是一个高阻抗 源，接到电压调整器的环路补偿元件，即接于此端到GND。栅驱动输出的导通时间正比于此端电压再减去125mV的偏移。在软起动中，COMP端被拉低，通常仅工作在软起动之后。在故障时，COMP端放电到0.5V以下。电路将以低的COMP电压和短的时间重新起动，不要将COMP接到低阻抗源，这会使其出现故障。
CS 10PIN。电流检测输入，接到电流检测电阻和整流桥的负端。电流检测电阻的回流端用独立轨迹接到模拟地。随着电流的增大，CS上的电压在增高，变得更负。这个逐个周期式过流保护限制输入电流，它去关断两路栅驱动脉冲。此时CS的电压会超出-200mV阈值，输出保持低电平直到CS端降回-15mv阈值。电流检测信号被消隐100ns，跟随每个GD脉冲的下降沿。这个消隐滤除在电流开关从MOSFET到升压二极管时的噪声。在多数情况下，没有附加电流检测滤波器的要求，如果需要可串一电阻，阻值在100Ω以下，以保持精度。为防止过负的电压在CS端出现，接在电流检测电阻到CS端可用一低值外部电阻，此电阻小于100Ω以保持精度。
GDA 14PIN。通道A输出驱动。
GDB 11PIN。通道B输出驱动。外部以最短路经接到功率MOSFET的栅极，若必须有较长的轨迹(长过12.6mm)，即会出现振铃，串入5Ω~10Ω电阻可以克服之。
HVSEN 8PIN。高压输出检测。UCC28060加入了安全的OVP，任何信号失效都不允许输出电压升到安全电平以上。输出过压监视由Vsense和HVSEN两者监视，其中之一超出合理的过压阈值即关断PWM。用两个端子监视过压提供了庸余保护和允许的偏差。HVSEN还可以用于使能及工作区域内的HVSEN电压关断变换器的操作。选择HVSEN分压电阻比，应对过压和电源好阈值。决不能降到0.8V以下，若将HVSEN拉到0.8V以下，会使UCC28060进入专门的测试模式，这仅用于工厂测试。从HVSEN到AGND加一支旁路电容，滤除噪声，并防止栅驱动噪声。
PGND 13PIN。集成电路的功率地。栅驱动输出及VCC部分的公共端。然后用独立线与AGND连接。
PHB 4PIN。B路的使能端。它用于开启或关断B路升压变换器。当通道B被禁止时，A通道即被命令导通。它帮助保持COMP电压在传输管理期间恒定。PHB阈值随线路电压范围变化，当PHB接到COMP时有最好的效率，PHB还能由外部逻辑信号驱动，以便允许用户的相位调制。若禁止相位管理，可将PHB端接到VREF端。
PWMCNTL 9PIN。PWM使能逻辑输出。这是开路漏极输出，在HVSEN好的区域内，其变为低电平。ZCDA和ZCDB输入在工作于两相时可以正确地开关，除非PWMCMTL为高阻抗状态。
TSET 3PIN。时间设置。PWM导通时间调节输入。从TSET到AGND接一支电阻，设置导通时间与COMP电压比较，给出栅驱动输出的最小周期。
VCC 12PIN。IC供电端。将此端接到14V~21V的供电电源上，同时外接0.1uf电容到PGND作旁路。它给器件内所有电路供电，并能给出功率MOSFET的栅驱动电流。
VINAC 7PIN。AC电压检测输入端。在正常工作时外接电阻分压器。电阻分压器从AC整流到GND。它检测输入电压范围，以设置斜波斜率，并作布朗输出检测。在输入电压变化时，VINAC上的峰值电压达到阈值以上时，此时的VINAC上的电压仍在布朗输出值以下，此因其滤波时间导致。器件进入布朗输出保护模式。两输出驱动都被禁止。选择输入电压分压器比可得到所要的布朗保护阈值及功率范围。选择分压器阻抗得到布朗输出的窗口值。
VREF 15PIN。基准电压。外接0.1uf电容旁路到AGND。此6V基准可用于外部其它部分的需要，能供出2mA电流。
VSENSE 2PIN。输出电压检测端。将此端接到电阻分压器，分压器接到输出电压。误差放大器基准为6V，选择分压器电阻比，得到所要的输出电压。其接地端要用独立引线接到BULK电容输出，以得到最好的调整率和最低的噪声。VSENSE可由开路漏极逻辑输出拉低，或用6V逻辑插入由一支低漏电流的二极管去禁止输出，并减小VCC电流。如果VSENSE没有连接，则开环保护提供一个内部电流源将VSENSE拉低来关断栅驱动输出。
ZCDA 16PIN.
ZCDB 1PIN。分别为两路的零电流检测输入端。此输入在电感电流变到0时，可见到脉冲负沿。输入箝制在0V~3V。信号通过串一支电阻来耦合。它可限制电流在+/-3mA。此端通过限流电阻接到应对升压电感的过0检测。电感线圈必须连接以作过0检测。当电感电流为0时，ZCD输入必须降到1V以下的阈值，以使栅驱动输出再次升起。当功率MOSFET关闭时，ZCD输入必须升到上阈值1.7V以上，以给另一个下降的ZCD沿装备逻辑。
l UCC28060内部等效电路见图1。

图1 UCC28060的内部等效方框电路
l UCC28060工作原理:
UCC28060包括两个BOOST脉宽调制器的控制电路。BOOST的PWM功率变换电感中斜波电流正比于误差放大器上的输出电压决定的时间周期。每个功率变换器关断功率开关直到电感中电流到0。检测此0电流输入(ZCDA﹑ZCDB)，一旦电感中电流到0，功率变换器又开始新周期。此ON/OFF周期产生一个三角波电流，它由导通时间及输入电压设置，如(1)式。
(1)
平均线路电流实际等于峰值线路电流的一半，见(2)式。
(2)
在AC线路周期，TON和L实际上是恒定的。结果三角波电流波形在每个开关周期中都有一个平均值，其正比于整流线路电压的瞬时值。这个结构使得在线路频率下呈现电阻输入的阻抗特性，并且接近单位功率因数。两个PWM工作在180度的相位差，所以线路的纹波电流比单相的PFC减少一半。这种设计减小了输入及输出端的纹波电流，减小了输入输出滤波器的体积。
如果两个独立的功率级导通时间匹配的话，最佳的相位平衡出现。电感值的失配不会影响相位关系。
l 导通时间控制，最高频率限制，重新起动时段。
栅驱动导通时间随误差放大器的输出电压变化，称作KT因子。
(3)
此处，Vcomp是误差放大器的输出电压，125mV为调节的偏移。
为补偿线路电压变化的影响改变增益时，KT在低线是高线的三倍。如(4)式。
(4)
为了在两相之间及单相工作时提供锯齿传输，KT增加2倍。
在高线且为单相工作。
在低线且为单相工作。
为了箝制误差放大器的输出在4.95V，此值要少于125mV的调制偏移。限制的导通时间如(5)式。
(5)
此导通时间限制设在最大功率，此为变换器在给定电压水平送出的最大功率。每相的开关频率由最小周期时间决定。如果电流在最小周期时间之前减到0，导通时间就延迟，此为断续电流阶段。
重新起动时间在所有情况下由重新起动两相保证。如果每相的ZCD输入没有从高到低传输到200us，为防止电路工作在连续导通模式(CCM)，重起时间不去触发开关导通，直到两相电流都到0。
导通时间因子(KTH，KTHS，KTL，KTLS)和最小开关周期TMIN正比于由RTSET设置的时间。此电阻从TSET到GND。由(6)~(8)式给出：
在高线范围有效。
在低线范围有效。
此为最小开关周期。
RTSET合适的选值可以箝制最大导通时间Ton max。此时变换器工作在最小输入线路电压及最大负载时。
l 自然式交互工作.
在通常工作条件下，UCC28060由两相的A通道及B通道的电感电流相差180度的相位关系，这减小了纹波电流(输入及输出)。相位控制功能不同于调制，A﹑B通道的导通时间是基于相位频率关系。这种自然的交互方法允许变换器实现180度相移，而传导型工作对两相升压电感的偏差没有要求。结果，A﹑B两相的电流均衡情况正比于电感值的偏差。最好的电流均衡可以在两个电感值相同时实现。
l 容易的相位管理.
在轻载条件下，由于小的负载电流仅有小的导通损耗，但有大的开关损耗。它由MOSFET的结电容放电导致。此时关断两功率MOSFET之一，减小开关损耗，增加一点导通损耗。在保持功率水平之下，减小的开关损耗效果大于增加的导通损耗，可以得到更好的效率。这个特点也是交互式PFC的优点之一，特别在为了满足轻载功耗时。
容易的相位管理功能允许用户关断一个功率级，以实现更高的效率。此时将PHB端接到COMP端即可。基于理论分析和实践结果，UCC28060可预置相位管理阈值，即可改善效率。根据COMP端的电压，很容易做相位管理。即根据功率水平去关断B相，关断阈值与功率水平见表1。
表1 采用将PHB接到COMP的方法做相位管理

PHB端还可以用外部逻辑信号驱动，做习惯性相位管理。若为禁止相位管理，可将PHB接到VREF端即可。
l 过零检测和谷底开关.
传输型PFC电路中，MOSFET在升压电感电流过0时开启。由于升压电感和MOSFET寄生电容的谐振，储存在MOSFET结电容中的能量可以回收以减少开关损耗。进一步当整流输入电压少于输出电压的一半时，储存在MOSFET结电容中的全部能量都可回收，实现零电压开关。加入一个附加延迟，MOSFET导通时在谐振谷底处开启，用此方法将开关损耗减至最小。
RC时间常数通常根据经验决定。但好的起始点等于谐振周期的25%。延迟可以用一个简单的滤波器实现，如图2。因ZCD端内部箝制更精确的延迟可用图3的电路。

图2 简单的RC延迟电路 图3 更精确的延迟电路
l 布朗输出保护.
随着线路均方根电压的下降，RMS电流增大以保持输出电压恒定。布朗保护可防止RMS输入电流超过安全水平。输入的RMS电压在VIN AC端检测，当加到VIN AC端的电压降到布朗保护阈值时，PFC两输出驱动立即停止，变为低电平。在布朗输出保护期间，COMP端被拉低，栅驱动输出要待到VIN AC电压上升到阈值以上时才开始软起动。
l 安全的输出过压保护OVP。
安全的OVP防止任何信号失效导致的输出电压超出安全水平。从输出电压检测提供一个附加的应对OVP的保护。输出过压保护功能通过两个独立通道执行。VSENSE和HVSEN变换器在检测出OV之后关断驱动。输出电压也可用环路故障做OVP，当检测端输入回到正常时，栅驱动输出仍在PWM控制之下，在输出过压时电路不会引起软起动，COMP端也不会放电。
l 过流保护
在临界条件下，PFC的功率级有较大电流。在此条件下，要有效地保护开关。传统的电流检测方法用并联电阻与MOSFET源极串联，以检测变换器电流。结果导致多个接地点及高功耗。进一步因为在MOSFET关断没有电流信息，所以源极电阻电流的检测方法要取代之，这使MOSFET工作在连续电流模式(CCM)，经验系由升压二极管超出的反向恢复电流导致的失效。
UCC28060使用单一电阻连续检测整个电感电流。此方法在MOSFET导通时可以完全防止电感电流超出，到整个电感电流为0时，驱动MOSFET才禁止。排除了反向恢复电流导致的失效
下面的过流条件下，两个MOSFET同时开启，此时输入电流降到接近0。因为两相电流是暂时工作在同相，设置过流保护阈值是每相最大电流纹波的两倍，这可允许在过流故障之后回到正常工作。
l 相位失效保护.
UCC28060用监视ZCD脉冲顺序的方法检测出一相的故障后，在正常的两相工作时，如果一个ZCD输入仍为理想状态，即长过14ms，而另一ZCD输入开关正常，则PWMCNTL变为高电平，即指示功率级没有正常工作，在正常的单相工作时，相位失效没有被监视。
l 减小畸变.
由于开关MOSFET的源漏电容和升压电感之间的谐振，传统的CRM型功率因数校正电路不能在输入电压过0时从AC线路吸收能量这个限制会使波形畸变，并增加谐波畸变。为了减小线路电流畸变到最低水平，UCC28060在输入电压过0时增加开关MOSFET的导通时间，以增加功率吸附和对此效应的补偿。
l 改善误差放大器.
电压误差放大器是一个跨导放大器。电压环的补偿系从放大器输出端COMP接到AGND，推荐网络如图4。

图4 典型的误差放大器补偿电路 图5 误差放大器的方框电路
为了改善瞬态响应，误差放大器输出电流增加到100uA。此时，误差放大器输入端低于5.815V，见图5。这个增加允许快速的补偿元件充电，迅速跟随负载电流的增加。
l 开环保护.
如果反馈环路与器件断开，内部电流源令UCC28060将VSENSE端电平拉向地端。当VSENSE电压降到1.2V以下时，IC被禁止工作。当IC被禁止时，电源电流减小，两个栅驱动输出及COMP被拉低。IC在VSENSE端电压重新升到1.25V以上时使能。在此时，栅驱动输出又开始，直到接受PWM控制。
IC也可以由外部将VSENSE端接地来禁止。用开路漏极或集电极来驱动之。当禁止时，IC电流降下，COMP拉低。当VSENSE释放时，IC重新软起动。这种禁止方法强制器件进入待机模式，以减小功耗。这个特色在待机电源成为关键设计时非常有用。
如果反馈环从GND断开，VSENSE电压变为高电平。当VSENSE升到过压保护水平时，两栅驱动也变低，COMP也被拉低。在VSENSE电压降回到应有范围时，器件重新起动。在此时，栅驱动输出开始在PWM控制下工作。VSENSE端在内部箝制以保护器件在此条件下不损坏。
l 软起动.
PWM逐步从0导通上升到正常导通，随COMP端到GND的补偿电容充电从低到正常值，这个过程即是软起动。用的时间常数由误差放大器输出电流和补偿电容值来设置。在布朗输出保护时，逻辑被禁止，或VCC欠压故障，COMP有效拉低。在这些事件之后都要软起动，甚至故障发生非常短暂，软起动在重新工作之前也会整个放掉补偿元件的电荷，以确保软起动。
l 轻载工作.
随着负载电流的减小，误差放大器命令按低的COMP电压减小输入电流。如果PHB在低线输入时降到0.8V以下，或在高线输入时降到1.1V以下，通道B停止开关。而通道A的导通时间加倍做补偿。如果COMP降到150mV以下,通道A也停止开关，环路进入滞后控制模式。PWM以跨越周期式工作来保持输出稳压。
l 命令下游的变换器.
在UCC28060中，PWMCNTL端用于协调PFC级和下游的DC/DC变换器。它通过PWMCNTL端检测输出电压，当输出电压在所需范围内时，PWM-CNTL端拉到地电平，用于控制命令下游的变换器。使能阈值和窗口可以独立调节，通过一个分压器选好电阻比值。HVSEN端还用于安全的输出的OVP保护。设计分压器时，要确认安全过压保护水平，以设置正常工作水平。
l VCC欠压保护.
VCC供电电压升到欠压阈值以上时，PWM功能才开始。如果VCC工作时降到阈值以下，两个栅驱动输出及COMP都被拉低，VCC必须升到PWM功能起动阈值以上。VCC在13V~21V之间工作，最好给出稳压源供电，外加齐纳二极管保护。
l 布朗输出保护及线路电压范围检测.
VIN AC外接电压分压器。它从整流输出到GND提供布朗输出检测。选择是低还是高的主线路工作。布朗输出时段在VIN AC峰值电压低于布朗检测阈值时，它比布朗输出滤波时段长。当VIN AC峰值电压达到布朗输出恢复阈值时，布朗输出保护被消除掉。在一个软起动之后，电路恢复正常工作。
布朗输出检测阈值及其窗口用电压分压比来设置。此端还检测输入线路电压范围设置相应的导通时间因子。布朗输出保护以及线路范围检测基于VIN AC的峰值电压，阈值及窗口还基于线路的峰值电压，VIN AC的峰值电压可以很容易地转成RMS值，建议分压器电阻值从整流输入电压到VIN AC为3MΩ +/-1%，从VIN AC到GND为46ΚΩ +/-1%。此电阻设置典型阈值的RMS线路电压给出于表2。
表2 布朗输出保护范围及阈值窗口

由UCC28060控制的两相交互式PFC预调整器电路如图6。

图6 采用UCC28060的交互式PFC的予调整器电路

设计程序如下:
1, 选择电感
升压电感的选择根据输入低线电压时所需要的最大电感纹波电流来决定。首先决定此时的占空比D。
(9)
变换器在此时的最低工作频率是fmin = 45KHz。所以，电感量L是：
(10)
对于此设计，电感的峰值电流是I LOEAK为5.4A。均方根值是I LRMS 2.2A。
(11)
(12)
变换器使用恒定导通时间和零电流开关来设置的时序。L1的辅助线圈关断，L2检测出电感电流为零时，选择的匝比见(13)式：选择的机理是在每次开关周期后，至少有2V的峰值让ZCD比较器复位。辅助线圈的匝比为：
(13)
2, ZCD电阻的选择(RZA，RZB)
ZCD电阻最小值的选择基于内部齐纳箝制的最大电流比5mA，如(14)式。
(14)
在此设计中，ZCD电阻选择20KΩ，如(15)式。
(15)
3, HVSENSE
HVSENSE端调节UCC28060的PWMCNTL输出，PWMCNTL为开路漏极输出，可用于在PFC输出电容充电时禁止下游的变换器。PWMCNTL开始为高阻抗，并且在HVSENSE增加到2.5V时将其拉到GND，设置点为PWMCNTL变成主动需要电压分压器从高压到HVSEN端再到GND。(16)-(20)式示出如何设置PWMCNTL，令其在输出电压达到正常值90%时激活。
(16)
电阻RE设置电压分压器的高边，并调节PWMCNTL信号的窗口。对于此例，RE选择提供99V的窗口。
(17)
电阻RF用于调节PWMCNTL的激活阈值，见(18)式，
(18)
PWMCNTL输出保持激活直到达到最小输出电压VOUT_MIN ，如(19)式：
(19)
根据电阻值，安全的OVP阈值根据(20)式设置：
(20)
4, 输出电容的选择
输出电容的选择根据所需要的保持时间，如(21)式：
(21)
采用两个100uF的电容并联作为输出电容。
(22)
对于此电容，输出电压纹波为11V，见(23)式：

此外，根据保持时间的要求，电容的选择要适应低频RMS电流和高频RMS电流，见(24)-(26)式。
(23)
(25)
(26)
5, 应对峰值电流的限制选择RS
UCC28060的峰值电流限制比较器检测整个的输入电流，并且用于保护功率MOSFET的冲击电流和过载电流。为了可靠性，峰值电流限制阈值在此设计中设置在正常建起功率的冲击电流的120% 处。见(27)式：
(27)
选择一个15mΩ的金属膜电阻用于电流检测，见(28)式，(29)式给出其功率耗散。在正常工作条件下，应该小于0.25W。
(28)
(29)
选择电流检测电阻最临界的参数为浪涌比率，电阻需要应对保险丝烧断时的大的短路电流，I2*t是测量其能流过电流所需，以满足保险丝的要求。此处I2*t为14A2S，应对短路条件的设计，确保电流检测电阻有足够浪涌保护能力。选择一个15mΩ,500mW的金属绕制的电阻，电阻有2.5W的浪涌率，可持续5秒钟。最后传输达833A2S，并有足够高的I2*t比率。以在保险丝断开前应付短路。见(30)式：
(30)
6, 功率半导体器件的选择(Q1，Q2，D1，D2)
选择功率半导体器件基于其所需要的功耗。MOSFET的最大漏极电流是：
(31)
MOSFET的均方根电流是：
(32)
为满足功耗及电流的要求，选择IRFB11N50N，升压二极管的RMS电流是：
(33)
选择MURS306T3。
7, 布朗输出保护
电阻RA和RB的选择系在规范最小输入电压的75%时保护，电阻RA调节布朗比较器的窗口。按照(34)(35)式选择。在此设计中，当输入电压降到AC 64V时保护，升到AC 79V时再激活。
(34)
(35)
8, 变换器的时序
选择定时电阻RTEST，基于KTL，对于合适的导通时间TON，见(36)式。为了确保合适的工作，时间的设置必须按照最高的升压电感来做。在此例中，L为390uH。按照负载条件，有：
(36)
(37)
用这个结果设置最高箝制频率fMAX，见(38)式：
(38)
9, 调节输出电压
电阻RC的选择按照最小误差，因为VSENSE输入偏置电流及PFC禁止时线路有最小负载的要求。RC用两个或三个电阻串联，以满足高压的要求。RC选择如同RA，RE一样，要考虑减小设计成本。基于此，按(39)-(41)式，过压保护按(42)式，有：
(39)
(40)
(41)
(42)
10, 环路补偿
电阻RZ按照低频纹波少于电压放大器输出范围的2%设计。此值可以确保好的功率因数及低的输入电流谐波畸变。跨导误差放大器的增益为(43)式：
(43)
电压反馈分压器的增益为(44),(45)式：
(44)
(45)
CZ设为相移的45O，在开关频率的1/5处，如(46)式：
(46)
CP的大小按照高频噪声，如(47)式。
(47)
(48)(49)的标准值最后选择为：
(48)
(49)

采用UCC28060设计的300W的PFC样板电路如下：

图7 UCC28060控制的300WPFC样板电路的主电路

图8 UCC28060控制IC周围的电路