DC-DC电路设计（逆变方式）.doc

2高频链DC/DC电路设计
2.1高频链DC/DC电路概述
直流-直流（DC/DC）变换电路是将一组电参数的直流电能变换成另一组电参数的直流电能的电路。它能完成以下功能：直流电幅值变换，直流电极性变换，直流电路阻抗变换和有源滤波，可用于直流电机调速，直流焊机，电解电镀电源，开关电源，功率因子校正等场合。
用仿真电子学的方法也能进行直流电幅值变换呵有源滤波。但因为调整管上较大的压降使这些变换损耗很大。为了提高效率，现代的DC/DC变换普遍应用开关变换技术，用开关变换技术构成的DC/DC变换器常被称为开关电源。
DC/DC变换电路分为无变压器隔离的DC/DC变换电路和有变压器隔离的变换器，无隔离的开关变换基本电路有：降压式变换电路，升压式变换电路，升降式变换电路，库克电路，SEPIC电路和ZETA电路。
隔离式DC/DC变换电路也叫间接直流变流电路，其结构图如下：
图2.1
采用这种结构较为复杂的电路来完成直流—直流变换有以下原因：
1. 输出与输入端需要隔离
2. 某些应用中需要相互隔离的多路输出
3. 输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1
4. 交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和重量
在许多DC/DC开关变换电路的应用场合中，常需输入输出间的电隔离，其中变压器隔离的DC/DC变换电路最常用有：正激式变换电路，反激式变换电路和桥式隔离变换电路和推挽式隔离变换电路等。
其中正激式变换电路电路较简单，成本低，可靠性高，驱动电路简单，但变压器单向励磁，利用率低，适合于各种中小功率电源，功率范围在几百W~几KW；反激式电路非常简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单，但难以达成较大的功率，变压器单向励磁利用率低，适用于小功率电子设备，计算机设备消费电子设备电源，功率范围在几W~几十W。
全桥型变压器双向励磁，容易达到大功率，但结构复杂，成本高，有直通问题，可靠性低，需要复杂的多组隔离驱动电路，适用于大功率工业用电源，焊接电源和点解电源等。功率范围为几百W~几百KW；半桥型变压器双向励磁，没有偏磁问题，开关较少，成本低，但有直通问题，可靠性低，需要复杂的隔离驱动电路，适用于各种工业用电源，计算机电源等。
推挽电路变压器双向励磁，变压器一次侧电流回路中只有一个开关，通态损耗较小，驱动简单，有偏磁问题，适用于低输入电压的电源，功率范围为几百W~几KW。
2.2高频链DC/DC电路拓扑
在传统的逆变电源中，由于大部分采用的都是逆变器—工频变压器—滤波器的结构，使得整个逆变电源又大又笨重，难以满足人们对现代电源高功率密度，高效率，高可靠性和小型轻量化的要求，而且由于制造工频变压器需消耗大量的铁和铜，所以使逆变电源造价很高，为了克服传统逆变器的缺点，提出高频链技术的概念，并由于高频链技术能够大大减少电源重量和体积，所以成为国内外争相研究的热点。高频链技术是指利用高频开关技术使隔离耦合变压器实现高频化、小型化、无噪声化的技术。
本论文采用的是推挽变换器，其拓扑原理如图2.2。推挽电路中两个开关S1和S2交替导通，在匝数为和的绕组两端分别形成相位相反的交流电压。S1导通时，
图2.2
二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为2Ui。
如果S1和S2同时导通，就相当于变压器一次绕组短路，因此应避免两个开关同时导通，每个开关各自的占空比不能超过50%，还要留有死区。
当滤波电感L的电流连续时，有

如果输出电感电流不连续，输出电压UO将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，。

2.3 UC3525功能及其控制电路设计
集成PWM控制芯片UC3525是电压型控制芯片。电路由基准电压源，振荡器，误差放大器，PWM比较器与锁存器，分相器，欠压锁定，输出级及软启动等组成。
其基准电压源是一个典型的三端稳压器，输入电压范围为8~35V，这里采用12V,输出电压为5V，本身设有过电流保护电路；振荡器由一个双门限比较器，一个恒流源及电容充放电电路组成，在芯片外部引脚5对地接电容CT，引脚6对地接电阻RT，，引脚5，7之间外接电阻RD。这样，在电容CT上产生一锯齿波电压VC，内部恒流源是电容CT充电时对应着锯齿波的上升沿，充电时间为t1，t1决定于外接电路的时间常数RTCT.锯齿波的下降沿对应着电容CT的放电时间，放电时间t2决定于外电路参数RDCT。锯齿波频率计算公式可如下：
f=1/( t1+ t2)=1/CT(0.67RT+1.3RD)
频率范围为100HZ~400KHZ。振荡器的引脚4输出一个对应锯齿波下降沿的时钟信号，时钟信号的宽度等于t2，因此调节电阻RD可以调节时钟信号宽度，UC3525通过调节电阻RD来调节死区大小，电阻越大死区越长。振荡器还设有外同步输入端引脚3，在该引脚加高于内部振荡器频率的脉冲信号，可实现对振荡器的外同步。
误差放大器由两级差分放大器组成，直流开环增益为70dB左右。根据死循环控制的逻辑要求，通常将回馈电压VF接至反相输入引脚1，参考电压VREF接至同相输入引脚2.根据整个死循环控制的稳态和动态特性要求，在误差放大器引脚9与反相输入引脚1之间外加适当的补偿网络。误差放大器的输出信号加至PWM比较器的反相端，振荡器输出的锯齿波加至同相端，比较器的输出为PWM信号该信号经PWM锁存器锁存，它使PWM输出信号VE产生响应，相反对环境噪声干扰则加以屏蔽。过电压过电流及其它故障信号可加至引脚10，当出现过电压过电流及其它故障时，可封锁输出PWM信号。
分相器由一个T触发器组成，其触发信号为振荡器输出的时钟信号，所以对应每个锯齿波下降沿，触发器被触发翻转一次，分相器输出频率为锯齿波频率的一半，且为互补的两路方波信号，送至输出级的两组门电路输入端，以实现PWM脉冲的分相，当UC3525的供电电压VCC降到8V以下时，芯片内部各部分工作就会异常，输出级输出不正确的PWM信号，因此在这种情况下应封锁输出PWM信号。
UC3525的输出电路由或非门控制，或非门的四个输入信号分别为：欠电压锁定信号，分相器输出的Q（或Q—）信号，时钟信号VOS和PWM信号VP。输出级为两个晶体管组成的图腾柱结构，使输出既可作为电流源向负载提供电流，又可吸收负载电流。这种图腾柱结构对被驱动功率开关管的关断有利，因为当上晶体管截止时，下晶体管导通，为功率开关管关断时提供了低阻抗的反向抽流回路，加速功率开关管的关断。
其外围电路的设计结构如下图示：

图2.3
其中VCC以及电阻R3和R7为回馈电路，接于推挽电路中，以保持推挽电路经高频后的电压VC为350V，考虑参考电压为2.5V，选取R3为119K，R7为1K；另外由于回馈电路是与芯片的Vref比较，故在16脚接入两个同阻值的电阻，分压获得2.5V电压。可取R1等于R2等于R4为10K；其核心部分为频率的分配获取问题，因主电路要求为20KHZ，而UC3525分相器有分频效果，所以对于5，6，7脚需配置获得40KHZ的频率。可取RD=20，RT=3.3K,CT=1.124PF。
另外芯片的11脚和14脚分别接入专用驱动芯片，可用TPS2812,其芯片图形引脚构成如图2.4.其特性 如下:
行业标准的驱动程序更换
25纳秒最大上升/下降时间和40毫微秒的最高传输时延-1因子负荷，虚拟通道连接为14V
2A的峰值输出电流，VCC= 14 V
5微安电源电流-输入高或低
4 V至14 V电源电压范围;内部调节范围扩展至40 V （ TPS2811 ， TPS2812 ， TPS2813 ）
-40 ° C至125 ℃常温经营范围
该TPS2812驱动程序包括一个稳压器，使操作与供应之间投入14 V和40 V的稳压电源输出可其它电路，提供功耗不超过封装的局限性。当稳压器不是必需的， REG_IN和REG_OUT可留待断开或两者可以连接到VCC或接地。备有8引脚PDIP ， SOIC和TSSOP封装了操作环境温度范围为-40 °C至125 ℃。
TPS2812芯片如下图示，

图2.4
2.4高频变压器的设计
2.4.1磁芯的选择
确定了总输出功率，变压器设计先从选择磁芯开始。磁芯的有效输出功率根据工作频率，最大工作磁密，磁芯面积Ae，窗口面积Ab及个绕组电流密度确定。这些参数的确定是互相关联的，选择原则是尽量减小变压器尺寸和减少温升。大多数开关电源的变压器都采用铁氧体磁芯，铁氧体是一种陶瓷性的铁磁材料，由氧化铁和其它锰，锌氧化物混合构成的晶体。因为它有很高的电阻率，所以铁氧体的涡流损耗很低。
大多数适合功率变压器的铁氧体的直流磁滞回线特性都是相似的，当温度为100℃时，它们都在3000G到3200G范围内达到10％的饱和，都具有0.10～0.15Oe的矫顽力。设计取Bm=1600Gs。
2.4.2功率开关管最大导通时间的选择
在推挽电路中可知，当Vdc下降时，变换器会通过增加导通时间Ton来维持输出电压Vm恒定。当直流输入电压下降到最小值Vdc时，导通时间Ton最大。不过最大导通时间不能超过开关周期的一半。否则，复位伏秒数将小于置位伏秒数，经过几个周期后，磁芯将饱和并损坏开关管。
另外，由于晶体管存在存储时间，所以其基极驱动时间一定要小于半个周期。否则，储存时间的存在会导致此集射极导通时间与另一个开关管导通时间重迭。为了保证一个周期内磁芯可以复位，且不会造成同时导通，须采取钳位电路以限制导通时间不会超过半周期的80﹪，即Ton=0.8T/2.

2.4.3绕组匝数及线径的选择
根据系统设计的参数，可进行线径的选择

原边绕组的匝数

原边绕组的股数

副边绕组的匝数

副边绕组的股数

代入系统设计的参数，线径选择，原边绕组的匝数，股数和副边绕组的匝数及股数

2.5输出滤波器的设计
2.5.1输出电感的设计
有前面的论述可知.主输出和从输出电感都不允许进入不连续工作模式,于是
而,则有

选取,使及相应V1最小时为，于是
或
及 和
如果最小电流规定为额定电流的，则

以上、和的单位分别为亨利、伏特和秒；电流单位为安培。

2.5.2输出电容的设计
输出电容的选择应满足最大输出纹波电压的要求。输出纹波几乎完全由滤波电容的等效串联电阻的大小决定，而不是由电容本身的大小决定，纹波电压峰-峰值为

式中是所选的电感电流纹波的峰-峰值。
另外，对于铝电解电容器，在很大容值及额定电压范围内，其的乘积基本不变。铝电解电容的范围是。因此，可选为

式中的单位为法拉，的单位为安培，的单位为伏特。