谐振功率放大器的调谐特性PPT课件.ppt

第3章 高频谐振功率放大器3.1 概述3.2 谐振功率放大器的工作原理 3.3 谐振功率放大器的外特3.4 谐振功率放大电路 3.5 丁类谐振功率放大器3.6 功率合成技术与宽带谐振功率放 大器本章要点：本章要点：本章主要内容有高频谐振功率放大器的工作原理、外特性及理论分析方法，典型谐振功率放大电路，丁类谐振功率放大器，功率合成技术与宽带高频功率放大器，高频丙类功率放大器的OrCAD仿真，高频谐振功率放大器的EWB仿真。1 1-3.1概述概述 与低频功率放大电路一样,输出功率、效率和非线性失真同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标。不言而喻,安全工作仍然是首先必须考虑的问题。在通信系统中,高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分,用于对高频已调波信号进行功率放大,然后经天线将其辐射到空间,所以要求输出功率很大。输出功率大,从节省能量的角度考虑,效率更加显得重要。因此,高频功放常采用效率较高的丙类工作状态,即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态。同时,为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分量,采用LC谐振回路作为选频网络,故称为丙类谐振功率放大电路。2 2-功率放大器的几种工作状态的特点见表 3.1。表 3.1 不同工作状态时功率放大器的特点 3 3-显然,谐振功放属于窄带功放电路。对于工作频带要求较宽,或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况,可采用宽带功率放大电路。宽带功放工作在甲类状态,利用传输线变压器等作为匹配网络,并且可以采用功率合成技术来增大输出功率。本章着重讨论丙类谐振功放的工作原理、动态特性和电路组成,对于甲类和乙类谐振功放的性能指标也作了适当介绍,接着再讨论高频宽带功率放大电路,最后给出了集成高频功率放大电路的一些实例。4 4-3.2 谐振功率放大器的工作原理 3.2.1基本工作原理 1 1电电路路组组成成 谐振功率放大器原理电路如图3.1所示，它由晶体管、LC谐振回路和直流供电电路组成。RL为外接负载电阻（实际情况下，外接负载一般为阻抗性的），L、C为滤波匹配网络，它们与RL构成并联谐振回路，调谐在输入信号频率上，作为晶体管集电极负载。5 5-图3.1的谐振功率放大器原理电路与第2章所介绍的高频小信号调谐放大器电路结构很相似，但有以下几点区别：（1）放大管是高频大功率晶体管，常采用平面工艺制造，集电极直接和散热片连接，能承受高电压和大电流。（2）输入回路通常为调谐回路，既能实现调谐选频，又能使信号源与放大管输入端匹配。（3）输出端的负载回路也为LC调谐回路，既能实现调谐选频，又能实现放大管输入端匹配。（4）基极偏置电路为集体管发射结提供负偏压（UBB为负值），常使电路工作在丙类状态。6 6-2电流与电压波形 当基极输入高频信号 ，晶体管基极和发射极之间的电压 为：其波形如图3.2(a)所示。当uBE的瞬时值大于基极和发射极之间的导通电压UBZ时，晶体管导通，产生基极脉冲电流iB，如图3.2(b)所示。(a)波形 (b)基极电流波形 (c)集电极电流波形 (d)波形图3.2 丙类谐振功率放大器中电流、电压波形7 7-基极导通后，晶体管便由截止区进入放大区，集电极将流过电流iC，与基极电流iB相对应，iC也是脉冲形状，必须强调指出，集电极电流iC虽然是脉冲状，包含很多谐波，失真很大，如图3.2(c)所示。将iC用傅里叶级数展开，则得 式中，为集电极直流分量，分别为集电极电流的基波、二次谐波及高次谐波分量的振幅。8 8-包含有直流、基波和高次谐波成分的电流iC流经谐振回路时，只有基波电流才产生压降，因而谐振回路两端输出不失真的高频信号电压。若回路谐振电阻为RL，则 由图3.2(c)可见，丙类放大器在一个信号周期内，只有小于半个信号周期的时间内有集电极电流流通，形成了余弦脉冲电流。丙类放大器的导通角应小于90o。余弦脉冲电流靠LC谐振回路的选频作用滤除直流及各次谐波，输出电压仍然是不失真的余弦波。9 9-3集集电电极脉冲极脉冲电电流的分解流的分解 前面提到，集电极余弦脉冲电流展开成傅里叶级数为 其中，IC0为直流量，ICmn为基波及各次谐波的振幅。应用数学求傅里叶级数的方法不难求出各个分量，它们都是导通角的函数。它们的关系分别为1010-1111-3.2.2 输输出功率与效率出功率与效率1212-1313-例题3.11414-3.3 谐谐振功率放大器的外特性振功率放大器的外特性 谐振功率放大器的输出功率、效率及集电极损耗等都与集电极负载回路的谐振阻抗、输入信号的幅度、基极偏置电压以及集电极电源电压的大小密切相关，其中集电极负载阻抗的影响尤为重要。通过对这些特性的分析，可了解谐振功率放大器的应用及正确的调试方法。1515-若丙类谐振功放的输入是振幅为Uim的单频余弦信号,那么输出单频余弦信号的振幅Ucm与Uim有什么关系?Ucm的大小受哪些参数影响?式(3.2.1)、(3.2.2)和(3.2.6)分别给出了谐振功放输入回路、输出回路和晶体管转移特性的表达式。由这些公式可以看出,当晶体管确定以后,Ucm的大小与VBB、VCC、R和Ubm四个参数有关。利用图3.2.5所示折线化转移特性和输出特性曲线,借助以上三个表达式,我们来分析以上两个问题。在分析之前,让我们先确定动态线的情况。1616-在输出特性图中,表示输出电压uCE随集电极电流iC变化的轨迹线称为动态线,又称为交流负载线。由于谐振功放的负载是选频网络,故输出交流电压uc必然是一个完整的余弦信号。由图3.2.5可以看到,截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr),而放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB。放大区内动态线AB的表达式可用以下步骤求出。由式(3.2.1)和(3.2.2)可写出：1717-1818-代入式(3.2.6),经过整理可得到动态线表达式:iC=-gd(uCE-V0)其中由图(3.2.5)可以写出斜率值gd的另一种形式:gd=因为 Ic1m=ICm1(),R=所以Rd=(3.2.14)1919-3.3.1 谐谐振功率放大器的工作状振功率放大器的工作状态态与与负载负载特性特性 1.谐谐振功率放大器的工作状振功率放大器的工作状态态 谐振功率放大器的工作状态,表现为输出回路的谐振电阻Rp（即谐振功率放大器的负载电阻）对工作状态的影响。2020-3.3.1 谐谐振功率放大器的工作状振功率放大器的工作状态态与与负载负载特性特性（1）欠）欠压压工作状工作状态态 当Rp较小时，由于iC的基波分量Icm1也比较小，这时iC的波形为尖顶余弦脉冲，脉冲幅度比较大，如图3.4（a）所示。负载回路的输出电压 较小，晶体管的工作范围在放大区或截止区。放大器输出功率小，管耗大，效率低。通常称这种状态为谐振功放的欠压工作状态。2121-（2）临临界工作状界工作状态态 如果增大Rp的数值，谐振功放工作在放大区和饱和区之间的临界状态。此时iC的波形仍为尖顶余弦脉冲，iC的脉冲幅度相对于欠压工作状态略有减小，如图3.4（b）所示。但负载回路的输出电压 却增大较多。放大器输出功率大，管耗小，效率高。称这种状态为谐振功放的临界工作状态。2222-（3）过压过压工作状工作状态态 如果在临界状态下继续增大Rp的数值，由于晶体管的动态范围延伸到了饱和区，集电极电流线，iC的脉冲幅度更小，而且岀现凹陷形状，如图3.4（c）所示。放大器输出功率较大，管耗小，效率高。称这种状态为谐振功放的过压工作状态。2323-2424-2.谐谐振功率放大器的振功率放大器的负载负载特性曲特性曲线线2525-（2）PD、P0、PC、随随Rp变变化的曲化的曲线线 图3.5（b）三种工作状态的优缺点综合如下：临界状态的优点是输出功率最大，效率也较高，可以说是最佳工作状态。这种工作状态主要用于发射机末级。过压状态的优点是，当负载阻抗变化时，输出电压比较平稳；在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降。它常用于需要维持输出电压比较平稳的场合，如发射机的中间放大级。集电极调幅也工作于这种状态，将在第5章讨论。欠压状态的输出功率与效率都比较低，而且集电极耗散功率大，输出电压又不够稳定，因此一般较少采用。但在某些场合，例如基极调幅，则需采用这种工作状态。应当说明，掌握负载特性。对于实际调整谐振功率放大器的工作状态是很有用的。2626-3.3.2 谐谐振功率放大器的振功率放大器的调调制特制特性性 在谐振功率放大器中，有时希望改变某一电极直流电压，来控制高频信号的幅值，从而实现幅值调制。1.集电极调制特性 集电极调制是指UBB、Rp和Ubm保持一定时，放大器的性能随某电极偏置电压UCC变化的特性。故集电极调幅电路应工作在过压区。2727-2828-2929-3.3.3 谐谐振功率放大器的放大特振功率放大器的放大特性性 高频功放的放大特性是指Ubb,Ucc和Rp保持一定时,放大器的输出功率、电流、电压、效率随输入信号电压幅值Uim的变化关系。3030-3.3.4 谐谐振功率放大器的振功率放大器的调谐调谐特特性性 在上面讨论高频功放的各种特性时，都认为其负载回路是谐振状态的，因而呈现为一个纯电阻Rp。实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗ZP，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icm1和相应的Ucm1等随C变化的我称为调谐特性。利用这种特性可以指示放大器是否调谐。3131-3.3.4 谐谐振功率放大器的振功率放大器的调谐调谐特特性性 CK为谐振点对应的电容值。由图可知，可以利用Ico或Icm1出现的最小值，或者利用Ucm1出现的最大值来指示放大器的调谐。通常因Ico变化比较明显，又只用直流电流表示，故采用Ico指示调谐的较多。3232-3.4 谐谐振功率放大振功率放大电电路路 谐振功率放大器电路由功率管直流馈电电路和滤波匹配网络组成。由于工作频率及使用场合不同，电路组成形式也各不相同。现对常用电路组成形式进行讨论。直流直流馈电电馈电电路路输输出回路和出回路和级间级间耦合回路耦合回路集集电电极极馈电电馈电电路路基极基极馈电电馈电电路路级间级间耦合网耦合网络络输输出匹配网出匹配网络络3333-1.集集电电极极馈电电馈电电路路 根据根据直流直流电电源源连连接方式接方式的不同，集的不同，集电电极极馈电电馈电电路又分路又分为为串串联馈电联馈电和和并并联馈电联馈电两种。两种。3434-(1)串串馈电馈电路路 指直流指直流电电源源VCC、负载负载回路回路(匹配网匹配网络络)、功、功 率管三者首尾相接的一种直流率管三者首尾相接的一种直流馈电电馈电电路。路。C1、LC为为低通低通 滤滤波波电电路，路，A点点为为高高频频地地电电位，既阻止位，既阻止电电源源VCC中的高中的高频频 成分影响放大器的工作，又避免高成分影响放大器的工作，又避免高频频信号在信号在LC负载负载回路回路 以外不必要的以外不必要的损损耗。耗。C1、LC的的选选取原取原则为则为 LC 10 回路阻抗回路阻抗 1 /c1 1/10 回路阻抗回路阻抗(2)并并馈电馈电路路 指直流指直流电电源源VCC、负载负载回路回路(匹配网匹配网络络)、功、功 率管三者率管三者为为并并联连联连接的一种接的一种馈电电馈电电路。如路。如图图LC为为高高频频扼扼 流圈，流圈，C1为为高高频频旁路旁路电电容，容，C2为为隔直流通高隔直流通高频电频电容，容，LC、C1、C2的的选选取原取原则则与串与串馈电馈电路基本相同。路基本相同。3535-馈电线馈电线路的基本路的基本组组成原成原则则1）其直流通路）其直流通路应应如如图图（a）所示。）所示。2）其基波分量的交流流通路）其基波分量的交流流通路应应如如图图（b）所示。）所示。如原理如原理图图所示：所示：3）其）其谐谐波分量的交流流通路波分量的交流流通路应应如如图图（c）所示。）所示。输输出回路出回路为为例例集集电电极极电电路路对对各各频频率成分率成分电电流的等效流的等效电电路路3636-无无论论是是串串馈还馈还是并是并馈馈都必都必须满须满足外部足外部电电路方程：路方程：输输出回路出回路满满足足：Vce=VCCVcmcos t3737-(3)串并串并馈馈直流供直流供电电路的路的优优缺点缺点优优点：在并点：在并馈电馈电路中，信号回路两端均路中，信号回路两端均处处于直流地于直流地电电位，位，即零即零电电位。位。对对高高频频而言，回路的一端又直接接地，因此回而言，回路的一端又直接接地，因此回路安装比路安装比较较方便，方便，调谐电调谐电容容C上无高上无高压压，安全可靠；，安全可靠；缺点缺点:在并在并馈电馈电路中，路中，LC处处于高于高频频高高电电位上，它位上，它对对地的分布地的分布电电容容较较大，将会直接影响回路大，将会直接影响回路谐谐振振频频率的率的稳稳定性；串定性；串联电联电路的特点正好与并路的特点正好与并馈电馈电路相反。路相反。3838-2.基极基极馈电电馈电电路路基极基极馈电电馈电电路也分路也分串串馈馈和并和并馈馈两种。两种。基极偏置基极偏置电压电压VBB可以可以单单独由独由稳压电稳压电源供源供给给，也可以由，也可以由集集电电极极电电源源VCC分分压压供供给给。在功放。在功放级输级输出功率大于出功率大于1W时时，基极偏置常采用自基极偏置常采用自给给偏置偏置电电路。路。利用基极或利用基极或发发射极直流射极直流电电流在基极或流在基极或发发射极偏置射极偏置电电阻上阻上产产生所需的偏置的方法，称生所需的偏置的方法，称为为自偏置。自偏置。这这种方法具有在种方法具有在输输入入信号幅度信号幅度变变化化时时自自动稳动稳定定输输出出电压电压的作用。的作用。3939-3.输输入回路的入回路的馈电线馈电线路路1 1）串）串联馈电联馈电如如图图（a a）所示。）所示。基极基极电电路两种路两种馈电馈电形式形式2 2）并）并联馈电联馈电如如图图（b b）所示。）所示。Vbe=VBB+Vbmcos t输输入回路入回路满满足足：4040-3 3）偏置）偏置电电路中的自生反偏路中的自生反偏压压图图（b b）C CB2B2和和R RB B 、C CB1B1、L LB B产产生生稳稳定的定的I IB B0，I IB B0 R RB B自生反偏自生反偏压压；C CB2B2图图（c c）主要由）主要由C CE E和和R RE E产产生生稳稳定的定的I IE E0，I IE E0 R RB B自生反偏自生反偏压压；图图（d d）C CB B和和L LB B产产生生稳稳定的定的I IB B0，I IB B0在在L LB B损损耗耗电电阻自生反偏阻自生反偏压压；4141-1.级间级间耦合网耦合网络络对对于中于中间级间级而言，最主要的是而言，最主要的是应该应该保保证证它的它的电压输电压输出出稳稳定，以供定，以供给给下下级级功放功放稳稳定的激励定的激励电压电压，而效率，而效率则则降降为为次次要要问题问题。多多级级功放中功放中间级间级的一个很大的一个很大问题问题是后是后级级放大器的放大器的输输入入阻抗是阻抗是变变化的，是随激励化的，是随激励电压电压的大小及管子本身的工作状的大小及管子本身的工作状态变态变化而化而变变化的。化的。这这个个变变化反映到前化反映到前级级回路，会使前回路，会使前级级放大器的工作状放大器的工作状态发态发生生变变化。此化。此时时，若前，若前级级原来工作在欠原来工作在欠压压状状态态，则则由于由于负载负载的的变变化，其化，其输输出出电压电压将不将不稳稳定。定。3.4.2输输出回路和出回路和级间级间耦合回路耦合回路4242-对对于中于中间级应间级应采取如下措施：采取如下措施：1)使中使中间级间级放大器工作于放大器工作于过压过压状状态态，使它近似，使它近似为为一个一个恒恒压压源。源。2)降低降低级间级间耦合回路的效率。耦合回路的效率。回路效率降低后，其本身回路效率降低后，其本身的的损损耗加大。耗加大。这样这样下下级输级输入阻抗的入阻抗的变变化相化相对对于回路本身的于回路本身的损损耗而言就不耗而言就不显显得重要了。中得重要了。中间级间级耦合回路的效率一般耦合回路的效率一般为为 k=0.1-0.5，平均在，平均在0.3上下。也就是上下。也就是说说，中，中间级间级的的输输出功率出功率应为应为后一后一级级所需激励功率的所需激励功率的3-10倍。倍。4343-2.输输出匹配网出匹配网络络输输出匹配网出匹配网络络常常是指常常是指设备设备中末中末级级功放与天功放与天线线或其他或其他负载间负载间的网的网络络，这这种匹配网种匹配网络络有有L型、型、型、型、T型网型网络络及由及由它它们组们组成的多成的多级级网网络络，也有用双，也有用双调谐调谐耦合回路的。耦合回路的。输输出匹配网出匹配网络络的主要功能与要求是的主要功能与要求是匹配、匹配、滤滤波、隔离波、隔离和高效率。和高效率。高高频调谐频调谐功率放大器的阻抗匹配就是在功率放大器的阻抗匹配就是在给给定的定的电电路条路条件下，改件下，改变负载变负载回路的可回路的可调调元件，将元件，将负载负载阻抗阻抗ZL转换转换成放成放大管所要求的最佳大管所要求的最佳负载负载阻抗阻抗Rp，使管子送出的功率，使管子送出的功率P0能尽能尽可能多的可能多的馈馈至至负载负载。这这就叫做达到了匹配状就叫做达到了匹配状态态，或，或简简称匹称匹配。配。4444-1)LC匹配网匹配网络络 下图是几种常用的LC匹配网络。(a)L型;(b)T型;(c)型 对于L I型网络有 对于L-型网络有4545-2)形匹配网形匹配网络络下下图图是两种是两种 形网形网络络是其中的形式之一是其中的形式之一(也可以用也可以用T型网型网络络)。图图中中R2代表代表终终端端(负载负载)电电阻，阻，R1代表由代表由R2折合到左端的等折合到左端的等效效电电阻，故接阻，故接线线用虚用虚线线表示。表示。4646-如如图图（a a）所示的）所示的 型网型网络络，两端的匹配阻抗分，两端的匹配阻抗分别为别为R RP1P1、R RP2P2。将它分。将它分为为两个两个L L型网型网络络，根据，根据L L型网型网络络的的计计算公算公式，当式，当给给定定QQ2 2=R=RP2P2/X/XP2P2时时，证证明下列公式：明下列公式：并证明回路总品质因数Q=Q1Q2。4747-解首先将电路分解成两个L回路，如图（1）。然后利用并串转换，将Xp2和Rp2的并联转换为Rs和Xs3的串联，得到图（2）。根据串并转换关系，得：4848-再利用串并转换，将Xs1和Rs的并联转换为Rp和Xp的并联，得到图（4），其中4949-5050-5151-最常最常见见的的输输出回路是复合出回路是复合输输出回路，如出回路，如图图所示。所示。图图中，介于中，介于电电子器件与天子器件与天线线回回路之路之间间的的L1C1回路就叫做中介回路就叫做中介回路；回路；RACA分分别别代表天代表天线线的的辐辐射射电电阻与等效阻与等效电电容；容；Ln、cn为为天天线线回路的回路的调谐调谐元件，它元件，它们们的的作用是使天作用是使天线线回路回路处处于串于串联谐联谐振状振状态态，以，以获获得最大的天得最大的天线线回回路路电电流流iA，亦即使天，亦即使天线辐线辐射功射功率达到最大。率达到最大。复合复合输输出回路出回路(为为了了简简化化电电路，省略了路，省略了 直流直流电电源及源及辅辅助元件助元件L、C、C 等等)这这种种电电路是将天路是将天线线(负载负载)回路通回路通过过互感或其他形式与集互感或其他形式与集电电极极调谐调谐回路相耦合。回路相耦合。3)复合复合输输出回路出回路5252-可以看到：从晶体管集可以看到：从晶体管集电电极向右方看去，等效极向右方看去，等效为为一个并一个并联联谐谐振回路，如振回路，如图图所示。所示。等效等效电电路路由耦合由耦合电电路的理路的理论论可知，当天可知，当天线线回路回路调调谐谐到串到串联谐联谐振状振状态时态时，它反映到，它反映到L L1 1C C1 1中中介回路的等效介回路的等效电电阻阻为为因而等效回路的因而等效回路的谐谐振阻抗振阻抗为为 改改变变M M就可以在不影响回路就可以在不影响回路调谐调谐的情况下，的情况下，调调整中介回整中介回路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。耦合越耦合越紧紧，即互感，即互感M越大，越大，则则反映等效反映等效电电阻越大，回阻越大，回路的等效阻抗也就下降越多。路的等效阻抗也就下降越多。5353-为为了使器件的了使器件的输输出功率出功率绝绝大部分能送到大部分能送到负载负载R RA A上就希望上就希望 反射反射电电阻阻r r 回路回路损损耗耗电电阻阻r r1 1 衡量回路衡量回路传输传输能力能力优优劣的劣的标标准，通常以准，通常以输输出至出至负载负载的有的有效功率与效功率与输输入到回路的入到回路的总总交流功率之比来代表。交流功率之比来代表。这这比比值值叫做叫做中介回路的中介回路的传输传输效率效率 k，简简称称中介回路效率。中介回路效率。5454-从回路从回路传输传输效率高的效率高的观观点来看，点来看，应应使使QL尽可能地小。尽可能地小。但从要求回路但从要求回路滤滤波作用良好来考波作用良好来考虑虑，则则QL值值又又应该应该足足够够大。大。从兼从兼顾这顾这两方面出两方面出发发，QL值值一般不一般不应应小于小于10。在功率很大。在功率很大的放大器中，的放大器中，QL也有低到也有低到10以下的。以下的。故有故有:5555-M M变变化化对对工作状工作状态态的影响的影响负载负载特性曲特性曲线线5656-PA-PA-天天线线功率功率PoPo集集电电极极输输出功率出功率P=-P=-电电源供源供给给功率功率 k-中介回路效率中介回路效率 c-集集电电极效率极效率总总效率效率5757-1.160MHz 1.160MHz，13W13W谐谐振功率放大振功率放大电电路路 放大器的功率增益达放大器的功率增益达9dB9dB，可向，可向5050 负载负载供出供出13W13W功率，功率，电电路如路如图图所示。所示。基极采用自基极采用自给给偏置偏置电电路路，I Ib0b0在在L Lb b的直流的直流电电阻上阻上产产生很小的生很小的负负向偏置向偏置电压电压，C C1 1、C C2 2、L L1 1构成构成T T型匹配网型匹配网络络，调节调节C C1 1和和C C2 2，使本使本级级的的输输入阻抗等于前入阻抗等于前级级放大器所要放大器所要求的求的5050 匹配匹配电电阻阻，以以传输传输最大的功率。最大的功率。集集电电极采用并极采用并馈电馈电路。路。L LC C为为高高频频扼流圈扼流圈，C CC C为为高高频频旁路旁路电电容。容。对对于交流信号，于交流信号，放大器的放大器的输输出端采用出端采用L L型匹配网型匹配网络络，调节调节C C3 3、C C4 4可使可使5050 的的负载负载阻抗阻抗变换为变换为功率放功率放大管所要求的最佳匹配阻抗大管所要求的最佳匹配阻抗R Rp p。3.4.3 3.4.3 谐谐振功率放大器振功率放大器实实例例5858-2.50MHz2.50MHz，25W25W调谐调谐功率放大功率放大电电路路 放大器的功率增益放大器的功率增益为为7dB7dB，可，可给给5050 负载输负载输出出25W25W功率，功率，电电路如路如图图所示。所示。本本电电路基极部分与上路基极部分与上图图相同，集相同，集电电极的极的馈电馈电是串是串馈馈形式，形式，L2不不是高是高频频扼流圈，而是网扼流圈，而是网络络元件，元件，L2、L3、C3、C4构成构成 型匹配网型匹配网络络。5959-3 3 集成高集成高集成高集成高频频频频功率放大功率放大功率放大功率放大电电电电路及路及路及路及应应应应用用用用 在VHF和UHF频段,已经出现了一些集成高频功率放大器件。这些功放器件体积小,可靠性高,外接元件少,输出功率一般在几瓦至十几瓦之间。日本三菱公司的M57704系列、美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品。表3.4.1列出了Motorola公司集成高频功率放大器MHW系列中部分型号的电特性参数。图3.4.1给出了其中一种型号的外形图。6060-MHW系列中有些型号是专为便携式射频应用而设计的,可用于移动通信系统中的功率放大,也可用于工商业便携式射频仪器。使用前,需调整控制电压,使输出功率达到规定值。在使用时,需在外电路中加入功率自动控制电路,使输出功率保持恒定,同时也可保证集成电路安全工作,避免损坏。控制电压与效率、工作频率也有一定的关系。三菱公司的M57704系列高频功放是一种厚膜混合集成电路,同样也包括多个型号,频率范围为335 MHz512 MHz(其中M57704H为450 MHz470 MHz),可用于频率调制移动通信系统。它的电特性参数为：当VCC=12.5V,Pin=0.2 W,Zo=ZL=50时,输出功率Po=13 W,功率增益Gp=18.1dB,效率35%40%。6161-图3.4.2是M57704系列功放的等效电路图。由图可见,它包括三级放大电路,匹配网络由微带线和LC元件混合组成。一般来说,在400MHz以下的甚高频(VHF)段,匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成,而在400MHz以上的超高频(UHF)段,则需使用分布参数的微带线组成匹配网络,或使用微带线和LC元件混合组成。微带线又称微带传输线,是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成,图3.2.13给出了结构示意图。微带线的电性能,如特性阻抗、带内波长、损耗和功率容量等,与绝缘基板的介电系数、基板厚度H和带状导体宽度W有关。实际使用时,微带线是采用双面敷铜板,在上面作出各种图形,构成电感、电容等各种微带元件,从而组成谐振电路、滤波器以及阻抗变换器等。6262-图3.4.3是TW-42超短波电台中发信机高频功放部分电路图。此电路采用了日本三菱公司的高频集成功放电路M57704H。TW-42电台是采用频率调制,工作频率为457MHz458 MHz,发射功率为5W。由图3.4.3可见,输入等幅调频信号经M57704H功率放大后,一路经微带线匹配滤波后,再经过V115送多节LC的型网络,然后由天线发射出去；另一路经D113、D114检波,V104、V105直流放大后,送给V103调整管,然后作为控制电压从M57704H的第脚输入,调节第一级功放的集电极电源,可以稳定整个集成功放的输出功率。第二三级功放的集电极电源是固定的13.8 V。6363-在在发发射系射系统统中常采用晶体管丙中常采用晶体管丙类类倍倍频频器来器来获获得所需要的得所需要的发发射信射信号号频频率。率。采用倍采用倍频频器的原因：器的原因：(1)降低主振器的降低主振器的频频率，率，对频对频率率稳稳定指定指标标是有利的。是有利的。(2)为为了提高了提高发发射信号射信号频频率的率的稳稳定程度，主振器常采用石英晶体定程度，主振器常采用石英晶体振振荡荡器器,但限于工但限于工艺艺,石英石英谐谐振器的振器的频频率目前只能达到几十率目前只能达到几十MHz,为为了了获获得得频频率更高的信号，主振后需要倍率更高的信号，主振后需要倍频频。(3)加大加大调频发调频发射机信号的射机信号的频频移或相移，即加深移或相移，即加深调调制度。制度。(4)倍倍频频器的器的输输入信号与入信号与输输出信号的出信号的频频率是不相同的，因而可削率是不相同的，因而可削弱前后弱前后级级寄生耦合，寄生耦合，对发对发射机的射机的稳稳定工作是有利的。定工作是有利的。(5)展展宽宽通通频带频带倍倍频频器常有三种形式：器常有三种形式：1、乘法器、乘法器实现实现倍倍频频；2、丙、丙类类放大器倍放大器倍频频，3、参量倍、参量倍频频器，是器，是利用晶体管的利用晶体管的结电结电容随容随电压变电压变化的非化的非线线性来性来实现实现倍倍频频。晶体管倍晶体管倍频频器器6464-丙丙类类倍倍频频器器原理框原理框图图某系某系统发统发射信号射信号频频率率为为49MHz，该频该频率由率由16.333MHz三三倍倍频频而来。而来。16.333MHz振振荡荡器器输输出接激励出接激励级级，若将，若将输输出出负载负载回路回路调谐调谐在三次在三次谐谐波波频频率上即可得到率上即可得到49MHz的的发发射射频频率。其率。其如如图图所示。所示。6565-晶体管丙晶体管丙类类倍倍频电频电路与工作原理路与工作原理丙丙类类倍倍频频器的基本器的基本电电路如路如图图所示。所示。Rb_自偏自偏电电阻，也可用高阻，也可用高频频扼流圈代之，扼流圈代之，C2为为旁路旁路电电容，容，L、C是是调谐调谐回路，回路，调谐调谐在在输输入信号的某入信号的某次次谐谐波波频频率上。率上。6666-丙丙类类倍倍频频器工作在丙器工作在丙类类，因，因为为丙丙类类放大器的集放大器的集电电极极电电流流ic是一脉冲波形，是一脉冲波形，电电流含有流含有输输入信号的基入信号的基频频和高次和高次谐频谐频。输输出回出回路路调谐调谐于某次于某次谐谐波即可波即可实现实现某次某次谐谐波的放大。波的放大。导导通角的大小又通角的大小又该该如何如何选选取呢？取呢？这这要根据倍要根据倍频频器的倍器的倍频频次次数来决定，由余弦脉冲分解系数可数来决定，由余弦脉冲分解系数可见见，二次，二次谐谐波系数的最大波系数的最大值值对应对应在在导导通角通角c=60 附近，三次附近，三次谐谐波系数的最大波系数的最大值值所所对应对应的的导导通角通角约为约为40，谐谐波次数更高波次数更高时时，导导通角更小。通角更小。倍倍频频器器应该应该工作在欠工作在欠压压、临临界界还还是是过压过压状状态态呢？呢？一般工作在欠一般工作在欠压压和和临临界状界状态态。6767-负载负载回路的回路的滤滤波作用波作用丙丙类类放大管集放大管集电电极极电电流流ic的基波分量的振幅最大，的基波分量的振幅最大，二二阶谐阶谐波次之，波次之，谐谐波次数愈高，其幅波次数愈高，其幅值值也愈小。作也愈小。作为为基基波放大波放大时时，负载负载回路要回路要滤滤除高次除高次谐谐波分量波分量还还是比是比较较容易容易的。但是，作的。但是，作为为倍倍频频器，要器，要滤滤除的是幅除的是幅值较值较大的低次大的低次谐谐波分量，波分量，这这会有不少困会有不少困难难。6868-负载回路中的吸收电路(1)提高回路的品提高回路的品质质因数因数Qo，设设倍倍频频次数次数为为n，则输则输出出调谐调谐回路的回路的Q约约需需 Qo10n，若，若n=3，则则Qo95。(2)在在输输出回路旁并接吸收回路出回路旁并接吸收回路 吸收回路可吸收回路可调谐调谐在信在信号基号基频频上或其他特上或其他特别别要要滤滤除的除的频频率上，如率上，如图图所示。所示。(3)采用采用选择选择性好的性好的带带通通滤滤波器作波器作负载负载回路。回路。(4)用推挽倍用推挽倍频电频电路。路。怎怎样样提高提高输输出回路的出回路的滤滤波作用呢？波作用呢？6969-3.5 丁丁类谐类谐振功率放大器振功率放大器 丙类放大器可以通过减小电流导通角来提高放大器的效率，但是为了让输出符合要求又不使输入激励电压太大，就不能太小，因而放大器效率的提高就受到了限制。晶体管放大器集电极效率为 式中，PC为晶体管集电极耗散功率。上式说明，要提高放大器效率，应尽可能减小集电极耗散功率PC，而 可见，要减小PC，一种方法是减小PC积分区间，即减小电流的导通 角 ，这就是丙类放大器所采用的方法；另一种方法是减小iC与uCE的乘积，该方法是各种高效率谐振功率放大器的设计基础。使放大器工作在开关状态，当晶体管导通iC不等于零时，其管压降uCE为最小，接近于零；而当管子截止iC=0时，管压降uCE不为零。可见，理想情况下，iC、uCE乘积可接近于零，故可达100%，这类放大器称为开关型丁类放大器。7070-丁类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种电路，下面仅介绍电压开关型谐振功率放大器的工作原理。图3.18(a)所示为电压开关型丁类功率放大器原理电路。图中输入信号电压ui是角频率为的余弦波，且幅值足够大。通过变压器产生两个极性相反的推动电压和ub2，分别加到两个特性相同的同类型放大管VT1和VT2的输入端，使得两管在一个信号周期内轮流地饱和导通和截止。L、C和外接负载RL组成串联谐振回路。设VT1和VT2管的饱和压降为Uces，则当VT1管饱和导通时，A点对地电压为(b)电压、电流波形图3.18 丁类放大器原理图及电压、电流波形7171-3.6 3.6 功率合成技功率合成技功率合成技功率合成技术术术术与与与与宽带谐宽带谐宽带谐宽带谐振功率放大器振功率放大器振功率放大器振功率放大器 上述谐振功率放大器的主要优点是效率高，但当需要改变工作频率时，必须改变其滤波匹配网络的谐振频率，这往往是十分困难的。在多频道通信系统和相对宽频带的高频设备中，谐振功率放大器就不适用了，这时必须采用无需调节工作频率的宽带高频功率放大器。由于无选频滤波性能，宽带功率放大器只能工作在非线性失真较小的甲类状态（或乙类推挽），其效率低，输出功率小，因此常采用功率合成技术，实现多个功率放大器的联合工作，获得大功率的输出。一个理想功率合成电路应有三个功能，无损失地合成各功率放大器的输岀功率；各功率放大器之间要有良好的隔离作用，即其中一个功率放大器损坏时，不影响其他功率放大器正常工作；毎个功率放大器具有宽频带特性。功率合成电路往往要用传输线变压器，首先介绍传输线变压器。7272-3.6.1 3.6.1 传输线变压传输线变压传输线变压传输线变压器器器器1传输线变压传输线变压器的工作原理器的工作原理传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件。它是将传输线(双绞线、带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的,以传输线方式与变压器方式同时进行能量传输。在此无耗、匹配情况下,若传输线长度l与工作波长相比足够小(lmin8)时,可以认为传输线上任何位置处的电压或电流的振幅均相等,且输入阻抗Zi=Zc=RL,故为11变压器。可见,此时负载上得到的功率与输入功率相等且不因频率的变化而变化。在以变压器方式工作时,信号从、端输入,、端输出。由于输入、输出线圈长度相同,从图(c)可见,这是一个11的反相变压器7373-2传输线变压传输线变压器的功能器的功能 传输线变压器除了可以实现：1倒相作用外，还可实现:平衡和不平衡电路的转换、阻抗变换等功能。（1）平衡和不平衡电路的转换 传输线变压器用以实现1：1平衡和不平衡电路转换如图3.21所示。图3.21（a）所示为不平衡输入信号源，通过传输线变压器得到两个大小相等、对地反相的电压输出；图3.21（b）所示为对地平衡的双端输入信号，通过传输线变压器转换为对地不平衡的电压输出。7474-（2）阻抗变换 传输线变压器可以构成阻抗变压器，最常用的是4：1和1：4阻抗变换器。将传输线变压器按图3.22接线，就可以实现4：1的阻抗变换。若设负载RL上的电压为u，由图可见，传输线终端2、4和始端1、3的电压也均为u，则1端对地输入电压等于2u。如果信号源提供的电流为i，则流过传输线变压器上、下两个线圈的电流也为，有图3.22可知通过负载RL的电流为2i，因此可得7575-如将传输线变压器按图3.23接线，则可实现1：4阻抗变换。由图可知 信号源呈现的输入阻抗为 可见，输入阻抗是负载阻抗的4倍，从而实现了4：1阻抗比的变换。为了实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为7676-信号源呈现的输入阻抗为 可见，输入阻抗Ri为负载电阻RL的1/4，实现了1：4的阻抗变换。为了实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为7777-3.6.2 3.6.2 功率合成技功率合成技功率合成技功率合成技术术术术1功率合成与匹配功率合成与匹配 图3.24所示为一功率合成组成框图。图中A为10W单元放大器，H为功率合成与分配网络，R为平衡电阻。由图可见，功率为5W的信号Pi经过Ai放大后，输出10W功率，经分配网络H1分成两路，每路各输出5W功率。上边一路经A2放大、H2网络分配，又分别向A3、A4输出5W功率，然后在经A3、A4放大及H3网络合成，得到到20W功率输出。下边一路也经A的放大H网络的分配和合成，得到20W的功率输出。上、下两路输出20W功率经H