交流调速技术与系统.pptx

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,#,第一章 概 论,1.1,交流调速发展的概况与趋势,1.1.1,直流电机与交流电机的比较,:,由于换向器的存在，使直流电动机的维护工作量加大，单机容量、最高转速以及使用环境都受到限制。人们转向结构简单、运行可靠、便于维护、价格低廉的异步电动机，但异步电动机的调速性能难以满足生产要求，,60,年代以后，特别是,70,年代以来，电力电子技术和控制技术的飞速发展，使得交流调速性能可以与直流调速相媲美、相竞争，目前，交流调速已进入逐步替代直流调速的时代。,1.1.2,电力电力子器件的发展,电力电力子器件的发展为交流调速奠定了物质基础。,50,年代末出现了晶闸管，实现了变频调速，,70,年代以后，功率晶体管（,GTR,）、门极关断晶闸管,(GTO,晶闸管,),、功,MOS,场效应晶体管,(Power MOSFET),、绝缘栅双极晶体管,(IGBT),、,MOS,控制晶闸管,(MCT),等已先后问世，这些器件都是既能控制导通又能控制关断的自关断器件。,80,年代以后出现的功率集成电路,(Power IC,PIC),，集功率开关器件、驱动电路、保护电路、接口电路于一体，目前已应用于交流调速的智能功率模块,(Intelligent Power Module,IPM),是功率器件的重要发展方向。,1.1.3,变频技术的发展,以普通晶闸管构成的方波形逆变器被全控型高频率开关器件组成的脉宽调制,(PWM),逆变器取代后，,SPWM,逆变器及其专用芯片得到了普通应用。,1.14,控制技术的发展,70,年代初提出的矢量控制理论解决了交流电动机的转矩控制问题,。,直接转矩控制是,80,年代中期提出的又一转矩控制方法，其思路是把电机与逆变器看作一个整体,采用空间电压矢量分析方法在定子坐标系进行磁通、转矩计算，通过磁通跟踪型,PWM,逆变器的开关状态直接控制转矩。,1.1.5,交流调速系统的发展,无速度传感器控制系统的研究。,微处理机引入控制系统，促进了模拟控制系统向数字控制系统的转化。,非线性解耦控制、人工神经网络自适应控制、模糊控制等各种新的控制策略正不断涌现。,1.2,交流调速方法,异步电动调速可以通过三条途径进行：改变电源频率、改变极对数以及改变转差率。,1.21.1,变频调速,1.,变频调速的基本要求及机械性能,.,保持磁通为额定值,恒定,图,1-1,异步电动机的稳态等效电路,转子电流,电磁功率,电磁转矩,最大转矩,可见，保持 恒定进行变频调速时，最大转矩保持不变。,图,1-2,保持,E,1/,f,1,恒定时，变频调速时的机械特性,U,1/,f,1,恒定,保持,E,1/,f,1,恒定只是一种理想的控制方法，可以近似地维持,m,恒定，从而实现近似的恒磁通调速，这可通过对定子相电压和频率进行协调控制来实现。,转子电流,电磁转矩,转差率,最大转矩,可见，保持,U,1/,f,1,恒定进行变频调速时，最大转矩将随,f,1,的降低而降低。,图,1-3,保持,U,1,/,f,1,恒定时，变频调速时的机械特性,（,2,）保持电压为额定值,此时气隙磁通 将随着频率,f,1,的升高而反比例下降，类似于直流电动机的弱磁升速。,可见，保持电压为额定值进行变频调速时，最大转矩将随,f,1,的升高而减少。,当,s,很小时，有,r,2/,s,x,1,及,r,2/,s,(,x,1+,x,2),，,带负载后的转速降为,当保持电压为额定值、且,s,变化范围不大时，如果频率,f,1,增加，则转矩,T,减少，而同步机械角速度,1=2f1/pN,将随频率增加而增加。这就是说，随着频率增加，转矩减少，而转速增加。根据,pM=T1,，可近视地看作恒功率调速。,图,1-4,保持,U1,为额定电压时，变频调速时,1-5,异步电动机变频调速时,的机械特性图 的控制特性,2.,变频电源,按结构型式：交,-,直,-,交变频器和交,-,交变频器两类,表,1-1,交,-,直,-,交变频器与交,-,交变频器主要特点比较,比较项目,交,-,直,-,交变频器,交,-,交变频器,换能方式,两次换能，效率略低,一次换能，效率较高,晶闸管换相方式,强迫换相或负载换相,电网电压换相,所用器件数量,较少,较多,调频范围,频率调节范围宽,一般情况下，输出最高频率为电网频率的,1/3,1/2,电网功率因数,采用可控整流器调压，低频低压时功率因数较低；采用斩波器或,PWM,方式调压，功率因数高,较低,适用场所,可用于各种电力拖动装置，稳频稳压电源和不间断电源,适用于低速大功率拖动,按电源性质：可分为电压型变频器和电流型变频器两类。,表,1-2,电压型与电流型交,-,直,-,交变频器主要特点比较,比较项目,电压型变频器,电流型变频器,直流回路滤波环节,电容器,电抗器,输出电压波形,矩形波,决定于负载,对于异步电动机负载近似值为正弦波,输出电流波形,决定于负载功率因数有较大的谐波分量,矩形波,输出阻抗,小,大,回馈制动,需在电源侧设置反并联逆变器,方便，主电路不需附加设备,调速动态响应,较慢,快,对晶闸管的要求,关断时间要短，对耐压要求一般较低,耐压高，对关断时间无特殊要求,适用范围,多电动机拖动，稳频稳压电源,单电动机拖动，可逆拖动,1.2.1.2,变极调速,1.,变极原理,改变绕组联接方法，使流过线圈的电流相反，即可达到改变极对数的目的。将一相绕组分为两半，当两半绕组顺接串联时，在气隙中形成,4,极磁场，如果把其中一半绕组的电流反向，即把两半绕组反接串联或反接并联时，气隙中就形成,2,极磁场，同步转速将升高一倍。,2.,变极调速时的容许输出与机械特性,图,1-13 -,变极调速时的机械特性 图,1-14,-,变极调速时的机械特性,1.2.1.3,变转差率调速,1.,绕线转子串电阻调速,串入调速电阻,r,1,，转子回路总电阻变为,r,2+,r,1,，机械特性由固有特性,1,变为认为特,2,，机械特性变软。若负载转矩仍为额定值不变，则运行点由,ab,，转差率从,s,N,s,1,，转速便由,n,1(1-,s,N),变为,n,1(1-,s,1),。,图,1-15,绕线转子串电阻时,的机械特性,转子串电阻属于恒转矩调速。,2.,定子调压调速,改变异步电动机定子端电压，其机械特性如图,1-16a,所示。如果带恒转矩负载,由于稳定运行区限制在,0,s,m,范围内，可以调试的范围极小，已无实际意义。如果带通风机型负载,稳定运行区不受,s,m,限制，相应的调速范围较大。,3.,电磁转差率离合器调速,采用电磁转差离合器调速的异步电动机称为电磁调速电动机，它由三部分组成：笼型异步电动机、电磁转差离合器和控制装置。我国的,YCT,系列电磁调速电动机已将三部分组装起来成套供应。,离合器输出转矩为,图,1-20,电磁转差离合器的机械特性,4.,双馈调速及串级调速,（,1,）双馈调速,双馈调速是将定、转子三相绕组分别接入两个独立的三相对称电源：定子绕组接入工频电源；转子绕组接入频率、幅值、相位都可以按照要求进行调节的交流电源，即采用交,-,交变频器或交,-,直,-,交变频器给定子绕组供电。其中，必须保证的是在任何情况下转子外加电压的频率都要与转子感应电动势的频率保持一致。当改变转子外加电压的幅值和相位时就可以调节异步电动机的转速，也可以调节定子侧的功率因数。,（,2,）串级调速,串级调速的基本思路是，把异步电动机转子感应电动势和转子外加电压都变为直流量，使原来随转差率而变化的可变频率交流量转化为与频率无关的直流量，从而免去了对转差频率的检测、控制，主电路结构和控制系统都要简单得多。由于采用不控整流器整流，转差功率也仅仅是单方向地由转子转子侧送出，回馈给电网。串级调速于双馈调速相比，系统结构简单，易于实现，分析、控制都方便，但在相同调速范围和额定负载下，调速装置容量增大一倍，因而往往推荐用于调速范围不太大的场合。另外功率因数也较低。,1.2.2,同步电动机,同步电动机的转速就是同步转速,n,1,=60,f,1,/,p,N,，如果接入恒频电源，则由于同步电动机的转速将与电源频率保持严格的同步关系故而不可调。随着电力电子变频技术的飞速发展，同步电动机同样可以进行变频调速。,同步电动机变频调速可以分为他控式变频调速和自控式变频调速两大类。,1.3,交流调速的主要应用领域,冶金机械,电气牵引,数控机床,矿井提升机械,起重、装卸机械,原子能及化工设备,建筑电气设备,纺织、食品机械,The end.,第二章 变频调速技术,2.1,交,-,直,-,交变频器的基本电路,交,-,直,-,交变频器的基本电路包括整流电路和逆变电路，整流电路将共频交流电整流成直流电，逆变电路再将直流电逆变成频率可调的三相交流电，是整流变换的逆过程。其核心部分为逆变器。,变频器的分类方法有多种，按照主电路工作方式分类，可以分为电压型变频器和电流型变频器；按照开关方式分类，可以分为,PAM,控制变频器、,PWM,控制变频器和高载频,PWM,控制变频器；按照工作原理分类，可以分为,V/f,控制变频器、转差频率控制变频器和矢量控制变频器等；按照用途分类，可以分为通用变频器、高性能专用变频器、高频变频器、单相变频器和三相变频器等。,2.1.1,交直交电压型变频器,图,2-1,交,-,直,-,交电压型变频器主电路,三相逆变电路由六只具有单向导电性的功率半导体开关,SlS6,组成。每只功率开关上反并联一只续流二极管，为负载的滞后电流提供一条反馈到电源的通路。,极据功率开关的导通持续时间不同，可以分为,180,导电型和,120,导电型两种工作方式。,180,导电型各功率元件驱动脉冲波形如图,2-3,所示。,状态,S,1,S,2,S,3,S,4,S,5,S,6,状态,1,（,060,）,状态,2,（,60120,）,状态,3,（,120180,）,状态,4,（,180240,）,状态,5,（,240300,）,状态,6,（,3003600,）,表,2-1,180,导电型,逆变器,功率开关导通规律,输出电压,状态,1,状态,2,状态,3,状态,4,状态,5,状态,6,相电压,u,A0,U,d,/3,2U,d,/3,U,d,/3,-U,d,/3,-2U,d,/3,-U,d,/3,u,B0,-2U,d/3,-U,d,/3,U,d,/3,2U,d,/3,U,d,/3,-U,d,/3,u,C0,U,d,/3,-U,d,/3,-2U,d,/3,-U,d,/3,U,d,/3,U,d,/3,线电压,u,AB,U,d,U,d,0,-U,d,-U,d,0,u,BC,-U,d,0,U,d,U,d,0,-U,d,u,CA,0,-U,d,-U,d,0,U,d,U,d,表,2-2,负载为丫接时各个工作状态下的输出电压,图,2-5,三相电压型逆变器的输出电压波形（,180,导电型）,2,电压型变频器及电压调节方式,（,1,）,电压型变频器,最简单的电压型变频器由可控整流器和电压型逆变器组成，用可控整流器调压，逆变器调频，如图,2-6,所示。,为适应再生制动运行，可在图,2-6,电路的基础上，增加附加电路。一种方法是，在中间直流电路中设法将再生能量处理掉，即在电容,C,d,的两端并联一条由耗能电阻,R,与功率开关,(,可以是晶闸管或自关断器件,),相串联的电路，如图,2-7,所示。,另一种方法是，在整流电路中设置再生反馈通路,反并联一组逆变桥，如图,2-8,所示。,（,2,）,电压调节方式,一种是采用可控整流器整流，通过对触发脉冲的相位控制直接得到可调直流电压。,另一种是采用不控整流器整流，在直流环节增加斩波器，以实现调压，如图,2-9,所示。,3,串联电感式电压型变频器,图,2-10,三相串联电感式电压型变频器的主电路,图中,C,d,、,L,d,构成中间滤波环节，通常,L,d,很小，,C,d,很大。晶闸管,VT1VT6,作为功率开关取代了图,2-3,中的,SlS6,。,L,1,L,6,为换相电感，位于同一桥臂上的两个换相电感是紧密耦合的，串联在两个主晶闸管之间，因而称之为串联电感式。,C,1,C,6,为换相电容，,R,A,R,C,为环流衰减电阻。该电路属于,180,导电型，换相是在同,桥臂的两个晶闸管之间进行，采用补换相方式、即触发一个晶闸管去关断同一桥臂上的另,个晶闸管。,（,1,）,换相前的状态,（,2,）,.,换相阶段,（,3,）,环流及反馈阶段,（,4,）,负载电流反向阶段,图,2-12,换相时的电压、电流波形,2.1.2,交,-,直,-,交电流型变频器,1,电流型逆变器的基本电路,表,2-3,120,导电型,逆变器,功率开关导通规律,状态,S,1,S,2,S,3,S,4,S,5,S,6,状态,1,（,060,）,状态,2,（,60120,）,状态,3,（,120180,）,状态,4,（,180240,）,状态,5,（,240300,）,状态,6,（,3003600,）,以状态,1,为例,表,2-4,负载为,接时各个工作状态下的输出电流,输出电流,状态,1,状态,2,状态,3,状态,4,状态,5,状态,6,线电流,i,A0,I,d,I,d,0,-I,d,-I,d,0,i,B0,-I,d,0,I,d,I,d,0,-I,d,i,C0,0,-I,d,-I,d,0,I,d,I,d,相电流,i,AB,2I,d,/3,I,d,/3,-I,d,/3,-2I,d,/3,-I,d,/3,I,d,/3,i,BC,-I,d,/3,I,d,/3,2I,d,/3,I,d,/3,-I,d,/3,-2I,d,/3,i,CA,-I,d,/3,-2I,d,/3,-I,d,/3,I,d,/3,2I,d,/3,I,d,/3,图,2-15,三相电流型逆变器的输出电流波形（,120,导电型）,2,电流型变频器的再生制动运行,图,2-16,电流型变频器的电动状态与再生制动状态,（,a,）电动状态 （b,）再生制动状态,3,串联二极管式电流型变频器,a,换相前的状态,b,晶间管换相及恒流充电阶段,（,3,）,二极管换相阶段 （,4,）,换相后的状态,2.2,脉宽调制型变频器,图,2-19,PWM,变频器的主电路原理图,PWM,变频器的主电路如图,2-19,所示，,由图可知，该变频器的主电路时由整流电路部分和逆变电路部分组成。整流电路完成将三相交流电转变为直流电的作用。逆变部分再将恒定的直流电转变为电压和频率均可调的三相交流电，以驱动三相异步电动机负载，,2.2.1,交,-,直部分,图,2-20,PWM,变频器交,-,直部分主电路 图,2-21 PWM,变频器交,-,直部分输出,电压波形,2.2.2,直,-,交部分,图,2-22 PWM,变频器直,-,交部分主电路,图,2-23,三相桥式,PWM,逆变电路波形,2,.,3,谐振型变频器,2,.,3,.,1,诣振直流环节逆变器的基本原理,图,2-24,三相谐振直流环节逆变器原理图,图,2-25,每个谐振周期对应的等效电路,1,忽略电路中的损耗考虑,种理想情况，即令图,2-25,中的,R,0,。,当开关,S,导通时,两式整理得,解之并考虑到初始条件,如果有，,则有,（,a,）,2,考虑电路中的损耗，即,当，,S,在零电压下关断时，对应的电路方程为,解之并考虑到初始条件,可近似为,（,b,）,2.3.2,谐振直流环节逆变电路举例,1,并联谐振直流环节逆变器,图,2-27,并联谐振,DC,环节逆变器,（,a,）电路原理图（,b,）等效电路图,图,2-28,电容电压和电感电流的波形,图,2-29,并联谐振,DC,环节逆变器的工作原理,2,结实型谐振直流环节逆变器,图,2-30,结实形谐振直流环节逆变器,图,2-31,结实型谐振,DC,环节逆变器的工作原理,2.4,交,交变频器的基本原理,2.4.1,工作原理,从上式可见，改变输出电压的频率，只需按要求改变正、负两组整流器触发角变化的调制频率即可。而改变输出电压值，只需改变调制系数是值即可实现。当是,k,1,时，输出电压为最大；当,k,0,时，输出电压为零。,图,2-33,交,-交变频器正、负组的工作状态,正组逆变；,正组整流；,负组逆变；,负组整流,a,）输出电压基波和电流；,b,）正组输出电流；,c,）负组输出电流；,d,）正组输出电压；,e,）负组输出电压,2.4.2,运行方式,(,1,),无环流运行方式,(,2,),自然环流运行方式,图,2-35,自感应环流原理图,a,）输出电流；,b,）正组输出电流；,c,）负组输出电流；,d,）自感应环流；,e,）等效电路,（,3,）局部环流运行方式,图,2-36,局部环流运行方式的控制系统结构图,a,）线路结构；,b,）波形,2.4.3,主电路型式,2.4.4,触发控制方式,(1),余弦交点法,a,）滞后功率因数,b,超前功率因数,（,2,）锁相控制法,利用反馈的方法，使触发脉冲的频率和相位与所需的输出相适应，这就是在变频器控制中常采用的锁相控制法。,2.4.5,最高输出频率,最高极限为：,f,o,/,f,i,=,p,/6,定量的研究表明，在输出最高电压且负载功率因素,cos,=1,时，输出谐波不超过,2.5%,的条件下，其允许的最高输出频率与输入频率之比为：,(,f,o,/,f,i,),max,=0.33 (,p,=3),(,f,o,/,f,i,),max,=0.5 (,p,=6),(,f,o,/,f,i,),max,=0.75 (,p,=12),2.4.6,晶闸管的电压、电流容量,对需要在很广范围的交交变频器选择晶闸管的电流容量时，最好按可能遇到的最恶劣条件来选择，即按输出电流的峰值来确定晶闸管的额定容量。,2.5,交,交变频器的基本类型,2.5.1,矩形电压波交,交变频器,1,工作原理,假定三相电源电压,u,a,、,u,b,和,u,c,完全对称。当给定一个恒定的触发角,时，例如,=90,，得正组的输出电压波形如图,2-48,所示。,2,换相过程和换组过程,假定电流是连续的，而且不考虑重叠角。,当,t,=120,时，晶闸管,5,符合导通条件，输出的电压片段为,u,b,。当晶闸管,5,被触发导通后，晶闸管,1,受到线电压,u,ba,的封锁作用，阴极电位高于阳极电位，晶闸管,1,被关断。这就是电源侧的自然换组。所以交,-,交变频器的换相过程就是普通整流器的换相过程。,当,o,t,此时正好等于,180,，需要发出换桥（组）指令。,（,1,）封锁发往组的触发脉冲；,（,2,）开放发往组的触发脉冲。,图,2-49,电流连续时组触发得到的输出电压波形,图,2-50,换组时的等值电路,图,2-51,无环流控制时组触发得到的输出电压波形,2.5.2,正弦电压波交,交变频器,余弦交点法控制的交,交变频器输出的电压平均值是正弦函数，但不能提供完全正弦的输出电流。特别是当输出频率超过电网频率的一半时还会产生危害很大的次谐波。,2.5.3,正弦电流交,交变频器,目前采用的电流控制型都是闭环控制方式，即依靠传统的电流负反馈进行闭环调节，三相全控桥加上,PI,电流调节器使输出电流按给定函数变化。如果电流调节器的调节功能达到最佳，全控桥的输出电流就可以跟踪电流调节器的给定值进行变化。,The end.,第三章 脉宽调制控制技术,3.1.1 PWM,型变频器的基本控制方式,“,”,波调制法的电路原理如图,3-1a,所示，在电压比较器,A,的两输入端分别输入正弦波参考电压,u,R,和三角波电压,u,，在,A,的输出端便得到,PWM,调制电压脉冲。,PWM,脉冲宽度的确定可由图,3-1b,看出。,u,R,与,u,的交点之间的距离随参考电压,u,R,的大小而变，而该交点之间的距离决定了电压比较器输出电压脉冲的宽度，因而可得到幅值相等而脉冲宽度不等的,PWM,电压信号,u,P,。,图,3-1,“,”,调制法原理,从三角波电压与参考电压的频率来看，,PWM,控制方式可分为同步式、异步式和分段同步式。,3.1.2,简单的,PWM,型变频器工作原理,3.1.3,单极性正弦波,PWM,调制原理,3.1.4,双极性正弦波,PWM,调制原理,3.2 PWM,的控制模式及实现,3.2.1 SPWM,逆变器的同步调制和异步调制,1,.,同步调制,在同步调制方式中，,N=,常数，变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步变化，因而逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。,2,.,异步调制,异步调制中在逆变器的整个变频范围内，载波比,N,是不等于常数的。,3,.,分段同步调制,在一定频率范围内，采用同步调制，保持输出波形对称的优点。当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，又采纳了异步调制的长处。这就是分段同步调制方式。具体的说，把逆变器整个变频范围分成若干频段，在每个频段内斗维持载波比,N,的恒定，对不同的频段取不同的,N,值，频率低时,N,取大一些，一般按等级比数安排。,3.2.2 SPWM,的控制模式及其实现,实现,SPWM,的控制方式有三类，一是采用模拟电路，二是采用数字电路，三是采用模拟与数字电路相结合的控制方式。,采用模拟电路元件实现,SPWM,控制的原理,首先由模拟元件构成的三角波和正弦波发生器分别产生三角载波信号,u,和正弦波参考信号,u,R,，然后送入电压比较器，产生,SPWM,脉冲序列。,采用数字电路的,SPWM,逆变器，可采用以软件为基础的控制模式。,微机控制的,SPWM,控制模式有多种，常用的有以下两种：,1,.,自然取样法,:,用计算的办法寻找三角载波,u,与参考正弦波,u,R,的交点从而确定,SPWM,脉冲宽度的。,2,对称规则取样法,通过两个三角波峰之间中线与,u,R,的交点,M,作水平与两个三角波分别交于,A,和,B,点。由交点,A,和,B,确定,SPWM,脉宽为,t,2,，,3.3,具有消除谐波功能的,SPWM,控制模式的优化,所谓,PWM,控制模式的优化就是指可消除谐波分量的,PWM,控制方式。,1,两电平,SPWM,逆变器,假定两电平,S,PWM,逆变器输出电压波形具有基波四分之一周期对称关系，显然，如将该,S,PWM,脉冲电压序列展成傅氏级数，则仅含奇次谐波分量。负载电压,u,L,可表示各次谐波电压之和，即,图,3-9,两电平,SPWM,逆变器的输出电压波形,理论上讲，欲想消除第,v,次谐波分量，只要令式（,3-3,）中的,U,v,=,0,，从而解出相应的,K,值即可。然而，由式（,3-3,）可看出，未知数,K,的个数有,N,个，需要有,N,个方程联立求解。为此可同时令,N,个谐波次数的电压为,0,，通过优化值,K,消除,N个谐波分量。,（,1,）消除,5,次和,7,次谐波,求得的值为,1,=16,247,，,2,=22,068,（,2,）消除,5,、,7,、,11,和,13,次谐波,解上述四个超越联立方程比较困难，一般需采用数值法求解值法求解，首先假定,1,、,2,、,3,、,4,值,，代入上述方程，如不,满,足,对,1,4,进,行修正，通过迭代逐渐逼近真值。,2,三电平,S,PWM,逆变器,其输出如图,3.4,电流跟踪型,PWM,逆变器的控制技术,滞环电流跟踪型,SPWM,逆变器的单相结构示意图如图,3-13,所示。,i,r,为给定参考电流，是电流跟踪目标，当实际负载电流反馈值,i,f,与,i,r,之差达到滞环上限值,时，即,i,f,-,i,r,，使,VT2,导通，,VT1,截止，负载电压为,-,E,，负载电流,i,f,下降。当,i,f,与,i,r,之差达到滞环下限值,时，即,i,f,-,i,r,-,，使,VT1,导通，,VT2,截止，负载电压为,+,E,，负载电流,i,f,上升。这样通过,VT1,，,VT2,的交替通断，使,i,f,-,i,r,，实现,i,f,对,i,r,的自动跟踪。如,i,r,为正弦电流，则,i,f,也近似为一正弦电流。,图,3-14,电压,SPWM,波形的产生,3.4.2,开关频率恒定的电流跟踪型,PWM,控制技术,改变滞宽使,f,T,恒定，可以采用不同的控制方式。,（,1随着,d,i,r,/d,t,变化调整滞环宽度,使,f,T,不变。,图,3-15,使用,di,r,/dt,改,变,滞,宽,保持,f,T,恒定的原理,电,路,图,（,2,）在电流闭环中增设频率闭环使,f,T,不变。,图,3-16,使用频率闭环使,f,T,恒定的原理电路图,3.5 PWM,脉冲的生成方法,3.5.1,模拟电路控制方式,分段同步控制三角载波产生电路原理如图示,3-17,所示,图,3-17,分段同步控制三角载波的产生,3.5.2,数字电路控制方式,采用数字控制方式时，调速系统数学模型的求解，各闭环控制调节器以及,PWM,控制信号的产生等功能全部由单片机或微处理器完成。,The end第四章 矢量变换控制技术,4.1,旋转矢量控制的概念与原理,直流电动机其优异的调速性能是因为具备了如下三个条件：,（,1,）磁极固定在定子机座上，在空间能产生一个稳定直流磁场。,（,2,）电枢绕组是固定在转子铁心槽里，在空间能产生一个稳定的电枢磁势，并且电枢磁势总是能保持与磁场相垂直，产生转矩最有效。,（,3,）励磁电流和电枢电流在各自回路中分别可控、可调。,三相异步电动机的情况：,（,1,）定子通三相正弦对称交流电时产生一个随时间和空间都在变化的旋转磁场。,（,2,）转子磁势和旋转磁场间不存在垂直关系。,（,3,）异步电动机转子是短路的，只能在定子方面调节电流。组成定子电流的两个成分一,励磁电流和工作电流都在变化，因为存在非线件关系，因此对这两部分电流不可能分别调节和控制。,可见异步电动机所以调速性能差，就是它不具备直流电机优异调速性能的三个条件。如果在控制上想办法能达到那些要求，那末它的调速性能也一定是优异的。,如果要模拟直流电动机的电枢磁势与磁场垂直，并且电枢磁势大小和磁场强弱分别可调。可设想如图,4-2,所示的异步电动机,M,、,T,两相绕组模型。,该模型有两个互相垂直的绕组：,M,绕组和,T,绕组且以角频率,1,在空间旋转。,T,、,M,绕组分别通以直流电流,i,T,、,i,M,。,i,M,在,M,绕组轴线方向产生磁场，,i,M,称励磁电流。调节,i,M,大小可以调节磁场强弱。,i,T,在,T,绕组轴线方向上产生磁势，这个磁势总是与磁场同步旋转，而且总是与磁场方向垂直，调节,i,T,大小可以在磁场不变时改变转矩大小，,i,T,称转距电流。,i,T,、,i,M,分属于,T,、,M,绕组因此分别可调，可控。,实际上三相异步电动机定子三相绕组嵌在定于铁心槽中，在空间上相互差,120,电角度，固定不动。根据电机学原理知道三相绕组的作用，完全可以用在空间上互相垂直的两个静上的,、,绕组的代替、三相绕组的电流和两相静止,、,绕组电流有固定的变换关系。,现在还要找到两相静止,、,绕组的电流，与两相旋转的,M,、,T,绕组电流的关系。如果,M,、,T,、,、,绕组电流,iM,、,i,T,、,i,、,i,都用矢量表示，如图,4-3,所示为,、,坐标系统与,M,、,T,坐标系统。,图,4-2,异步电动机,M,、,T,两相绕组模型,图,4-3,、,坐标与,M,、,T,坐标系统,这样要调节磁场确定,i,M,值，要调节转距确定,i,T,值，通过变换运算就知道三相电流,i,a,、,i,b,、,i,c,大小，控制,i,a,、,i,b,、,i,c,也就达到预想目的，达到控制转距,(,i,T,),、磁场,(,i,M,),的目的。,4.1.1,矢量变换控制的基本思想,把三相异步电动机等效于两相,、,静止系统模型。再经过旋转坐标变换为磁场方向与,M,轴方向一致的同步旋转的两相,MT,模型。电流矢量是一个空间矢量，因为它实际上代表电机三相产生的合成磁势，是沿空间作正弦分布的量，不同于在电路中电流随,时间按正弦变化是时间的,相量,。电流矢量分解为与,M,轴平行的产生磁场的分量一一励磁电流,i,M,和与,T,轴平行的产生转距分量,一转矩电流,i,T,。前者可理解为励磁磁势，后者可理解为电枢磁势。通过控制,i,M,、,i,T,大小也就是电流矢量的幅值和方向（,M,、,T,坐标系统中的,角）去等效地控制三相电流,i,a,、,i,b,、,i,c,的瞬时值，从而调节电机的磁场与转矩以达到调速的目的。,4.1.2,矢量变换控制系统的构想,4.2,矢量变换控制的异步电动机数学模型4.2.1,异步电动机动态数学模型的性质,(1),异步电机是一个多变量（多输人多输出）系统，而电压（电流）、频率、磁通、转速之间又互相都有影响，所以是强耦合的多变量系统。,（,2,）在异步电机中，磁通乘电流产生转矩。转速乘磁通得到旋转感应电动势，由于它们都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项。这样一来，即使不考虑磁饱和等因素，数学模型也是非线性的。,（,3,）三相异步电机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性，再加上运动系统的机电惯性，即使不考虑变频装置中的滞后因素，至少也是一个 七阶系统。,异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统,.,图,4-5,多变量的异步电机变压变频调速系统控制结构图,4.2.2,三相异步电动机的多变量非线性数学模型,在研究异步电机的多变量数学模型时，常作如下的假设：,忽略空间谐波，设三相绕组对称,(,在空间互差,120,电角度,),，所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦规律分布；忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；忽略铁心损耗；不考虑频率和温度变化对绕组电阻的影响。,图,4-6,三相异步电机的物理模型,（,1,）电压方程,三相定子绕组电压方程 三相转子,折算到定,子侧的,电压方程,将电压方程写出矩阵形式，并以微分算子,p,代表微分符号,d/d,t,（,2,）磁链方程,完整的磁链方程,电压方程,（,3,）转矩方程,上式是在磁路为线性、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出的，但对定子、转子电流的波形未作任何假定，式中的都是瞬时值。因此，此电磁转矩公式同样适用于由变压变频器供电的三相异步电动机调速系统。,（,4,）运动方程,对于恒转矩负载,5,三相异步电机的数学模型归纳,4.2.3,三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型,1,异步电机在两相任意旋转坐标系（,dq,坐标系）上的数学模型,（,1,）电压方程,（,2,）磁链方程,图,4-7,异步动机变换到,dq,坐标系,上的物理模型,或写成,（,3,）转矩和运动方程,旋转电动势矢量,则,画成多变量系统动态结构图,图,4-8,异步电机的多变量、强耦合动态结构图,异步电机的数学模型具有以下性质：,（,1,）异步电机可以看作一个双输入双输出系统，输入量是电压矢量和定子与,dq,坐标轴的相对角转速,11,，,输出是磁链矢量,和转子角转速,。电流矢量可以看作状态变量，它和磁链矢量之间有由式（,4-25,）确定的关系。,（,2,）非线性因素存在于,(,*,),和,(,*,),中，即存在于产生旋转电动势和电磁转矩的两个环节上。除此以外，系统的其它部分部是线性关系,这和直流电机弱磁控制的情况相似。,（,3,）多变量之间的耦合关系主要体现在旋转电动势上。如果忽略旋转电动势的影响，系统便容易简化成单变量系统了。,将,d,、,q,轴电压方程绘成动态等效电路,图,4-9,异步电机在,dq,坐标上的动态等效电路,（,a,）,d,轴电路,（,b,）,q,轴电路,2.,异步电机在两相静止,坐标系上的数学模型,磁链方程,电压矩阵方程,坐标系上的电磁转矩,3,异步电机在两相同步旋转坐标系上的数学模型,电压方程,4,异步电机在两相同步旋转坐标系上按转子磁场定向（,MT,坐标系）的数学模型,现在规定,d,轴沿着转子总磁链矢量的方向，并称之为,M,（,Magnetization,）轴；而,q,抽则逆时针转,90,0,，即垂直于矢量，称之为,T,（,Torque,）轴。这样，两相同步旋转坐标系就具体规定为,M,、,T,坐标系，即按转子磁场定向的坐标系。简化,得,转矩方程,4.3,交流电动机矢量变换变频调速系统基本原理,4.3.1,矢量控制基本方程式,电压矩阵方程,解出,表明，转子磁链,2,仅由产生，与,i,t1,无关，因而,i,m1,被称为定子电流的励磁分量。该式还表明，,2,与,i,m1,之间的传递函数是一阶惯性环节（,p,相当于拉氏变换变量,S,）。其涵义是，当励磁分量,i,m1,突变时，,2,的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电机励磁绕组的惯性作用是一致的。当定子电流励磁分量,i,m1,突变而引起,2,变化时，当即在转子中感生转子电流励磁分量,i,m2,，阻止,2,的变化，使,2,只能按时间常数,T,2,的指数规律变化。当,2,达到稳态时,p,2,=0,，因而,i,m2,=0,；,2,=,L,m,i,m1,，即,2,的稳态值由,i,m1,唯,决定。,异步电机的数学模型绘成图,图,4-11,带除法环节的解耦矢量控制系统,C,2r/3s,两相旋转坐标到三相静止坐标的变换；,AR,磁链调节器；,ASR,转速调节器,4.3.2,磁链开环转差控制的矢量控制系统,图,4-12,磁链开环转差控制的矢量控制系统,ASR,转速调节器,ACR,电流调节器,K/P,直角坐标,-,极坐标变换器,（,1,）转速调节器,ASR,的输出是定子电流转矩分量的给定信号，与双闭环直流调速系统的电枢电流给定信号相当。,（,2,）定子电流励磁分量给定信号 和转子磁链给定信号 之间的关系是靠矢量控制方程式（,4-42,）建立的其中的比例微分环节使,i,m1,在动态中获得强迫励磁效应，从而克服了实际磁通的滞后。,（,3,）和 经直角坐标极坐标（,K/P,）变换器合成后产生定子电流幅值给定信号 和相角给定信号 。前者经电流调节器,ACR,控制定子电流的大小，后者则控制逆变器换相的触发时刻，用以决定定子电流的相位。定于电流相位是否得到及时的控制对于动态转矩的发生极为重要。极端来看，如果电流幅值很大，但相位落后,90,0,，所产生的转矩只能是零。,（,4,）转差频率给定信号 按矢量控制方程式（,4-46,）算出，实现了转差频率控制的功能。,4.3.3,转速磁链闭环控制的电流滞环型,PWM,变频调速系统,磁链闭环控制系统的关键环节是磁链反馈信号的获得。,现在实用的系统中，多采用间接观测的方法，即检测出电压、电流或转速等容易测得的物理量，利用转子磁通（磁通）的模型，实时计算磁链的幅值和相位。,按磁场定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型,图,4-14,在按磁场定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型,带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统,图,4-15,带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统,ASR,转速调节器；,AR,磁链调节器；,ATR,转矩调节器；,BRT,转速传感器,The end.,第五章 直接转距控制技术,5.1,直接转矩控制技术的诞生与发展,直接转矩控制技术是在,20,世纪,80,年代中期继矢量控制技术之后发展起来的一种高性能异步电动机变频调速技术。,直接转矩控制理论于,1977,年美国学者,A.B.Plunkett,在,IEEE,杂志上首先提出，,1985,年由德国鲁尔大学的德彭布罗克（,Depenbrock,）教授首次取得了直接转矩控制在实际应用上的成功，接着在,1987,年又把直接转矩控制推广到弱磁调速范围。,目前在德国，直接转矩控制技术已成功应用于兆瓦级的电力机车牵引上。,5.2,异步电动机直接转矩控制技术的理论基础,图,5-1,直接转矩控制系统控制思路,5.2.2,异步电动机定子轴系的数学模型,1,异步电动机的电磁转矩模型