可控整流原理.doc

一 可控整流的原理概述
（一） PWM整流器特点
（1） 网侧电流为正弦波
（2） 网侧功率因数控制
（3） 电能双向控制（对应电机四相限运行）
（4） 较快的动态控制响应
对于本系统而言，主要是需要在电机发电状态下，保证母线电压不会升的太高，并且保证回馈回电网的电流功率因数大于95%。
（二） PWM整流器的分类
（1） 根据是否检测整流器的输入电流作为反馈和被控量三相PW M整流器的控制策略分为直接电流控制和间接电流控制两种方式。直接电流控制有母线电压外环和电流内环两个调节，而间接电流控制只有母线电压这一调节，对于相电流通过运算进行间接控制。
（2）直接电流控制电流动态响应好，但需要高精度的电流传感器、电压传感器以及检测电容电压的传感器，实现比较困难，且成本高。间接电流控制成本低，控制简单，但存在对依赖系统参数，电流响应速度慢，存在直流偏移量的缺点。
本系统正是考虑到直接电流控制存在成本高实现复杂，故选择了实现起来相对简单的间接电流控制，但其存在着对系统参数依赖性比较大的缺点。
（三）单个单元PWM整流器实现原理
PWM整流器的模型电路如图2-1所示。从图2-1可以看出：PWM整流器的模型电路由交流回路、功率开关管桥路和直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等，直流回路包括负载电阻以及负载电动势，功率开关管可由电压型或电流型桥路组成。

图1 PWM整流器的模型电路
当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系可得：
(1)
由式(1)不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之通过直流侧的控制就可以控制其交流侧。以下主要从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。
稳态条件下，PWM整流器交流侧的矢量关系如图2-2所示。为了简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑其基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2分析得到：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量V即可实现PWM整流器的四象限运行。

(a) (b)

(c) (d)
图2 PWM整流器交流侧的矢量关系图
若假设不变，因此也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹构成了一个以为半径的圆。当电压矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后，此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如图2(a)所示；当电压矢量V端点位于圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现纯电阻特性，如图2(b)所示；当电压矢量V端点位于圆轨迹C点时，电流矢量I比电动势矢量E超前，此时PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如图2(c)所示；当电压矢量V端点位于圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如图2(d)所示。以上A，B，C，D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析可得PWM整流器四象限运行规律如下：
(1)当电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整理器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行在B点时，实现单位功率因数整流控制；而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。
(2)当电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整理器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整理器由电网侧传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。
(3)当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整理器运行于有源逆变状态。此时PWM整理器向电网传输有功功率和容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。
(4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整理器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。
显然，要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。一方面，可以通过控制PWM整流器交流侧电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制直接控制PWM整理器的网侧电流。
二 间接可控整流的实现
（一）可控整流数学模型
所谓三相PWM整流器的数学模型就是根据三相PWM整流器的拓扑结构，利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对PWM整流器所建立的一般数学描述。三相PWM整流器的主电路拓扑结构如图3所示：

图3 三相PWM整流器的主电路拓扑结构
定义开关函数为：
(2)
则可以得到三相PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为：
(3)
理想情况下，三相输入电压平衡，所以，式(3)可以简化为：
(4)
式(3)和式(4)是VSR在三相静止坐标系(a，b，c)中的数学模型，这种数学模型具有物理意义清晰、直观的特点，但其交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此，采用Park变换，将整流器模型变换到以电网基波频率同步旋转的d、q坐标系，并使d轴定向于电网电压矢量，q轴垂直与d轴，且超前d轴。变换矩阵为
(5)
利用式(2-5)变换矩阵对式(2-4)进行坐标旋转变换，可得得到三相VSR整流器在d、q同步坐标系下的模型为
(6)
式(6)中，分别是电流矢量和电网电压矢量在d、q轴的分量，分别是开关函数在d、q轴上的分量。可知，经过坐标变换后，交流变量变为同步旋转坐标系下的直流变量。因而，相比较于静止坐标系下的数学模型，三相VSR的dq模型可以简化控制系统的设计。对（6）的前两行进行变换，有(7)。

(7)
故在控制中主要是求出开关函数，进行dq－abc变换后，从而控制IGBT开关实现可空整流。
（二）有串联补偿环节的间接电流控制PWM整流器实现
传统间接电流控制是依照系统的稳态模型，即令（6）式中
则有
(8)
其中id，iq为指令电流。但是明显d轴q轴相互耦合，并且忽略动态过渡状态导致了电流动态相应差的缺点。
令，其中。对（6）进行拉氏变换有
（9）
其中 ， 。
而间接电流控制的回馈算法是基于稳态模型的，即算出的调制波是基于稳态时的值。可以推导出出电流瞬态值与稳态值的关系如式（10）。
（10）
式（5）是一个典型的二阶振荡环节，这正是电流响应速度慢的原因。如果我们给电流加上串联补偿环节，即令
(11)
其中为稳态模型，。可以认为在一个载波周期母线电压不会发生变化，则有，故将（6）带入到（4）中，有：
而我们可以在满足K（s）的物理可实现性的前提下人为的设置Q(s)，从而使电流的动态特性变好。在此我们可以将串联补偿设置如下：
（12）
其控原理图如图4。

图4 代串联补偿的间接电流控制
（三）直接电流控制PWM整流器实现
将（7）式中的变为（PI）id和（PI）Iq，则变为对电流的直接控制。其原理图如图5。

图5 直接电流控制
三．小系统参数设计
（一）基本参数计算
母线电压Vdc：

变压器二次侧电压：

变压器二次相电压峰值Em：

，取39V
开关周期：
保持原系统后端的开关周期

电感L：
由 为最大允许谐波电流脉动量，取0.8A，

则算得
由 ，取， A(对应满功率回溃)代入有 为使回馈功率尽可能大取L=5mH
回路电阻R：测得为0.033
(二)回溃时母线电压 的确定
（1）当采用SPWM调制时回馈稳态时：

图6 SPWM调制的矢量图
所以有：

当 取满功率回馈时（回溃功率等于电机额定功率）即

即 ， 可算出

当Im=0

即 最小取78V才有可能实现单位功率因数逆变。
（2）采用SVPWM调制时
此时系统的矢量图和采用SPWM调制的矢量图基本一致，只是母线电压利用率提高，由SPWM的0.866提高到1。这时的矢量图如图9。

图7 SVPWM调制的矢量图

此时

当 ，有

当 ，有
考虑电阻影响和变压器实际电压参数，重新校正：
Em＝39V，R＝0.1om， ，二极管管压降0.8V，IGBT管压降1.5V

Vdc＝76V虽然接近于62×1.3＝80V，但是在实际的大系统中，因为管压降及等效电阻的分压相比于系统电压很小，故大系统的电压稳定值不会接近于1.3倍。