《运动控制系统》课程设计-配合控制直流双闭环自然环流系统设计.doc

《运动控制系统》课程设计说明书
配合控制直流双闭环自然环流系统设计

1概述
有许多生产生产机械要求电动机既能正转，又能反转，而且常常还需要快速地启动和制动，这就需要电力拖动系统具有四象限运行的特性，也就是说，需要可逆的调速系统。改变电枢电压的极性，或者改变励磁的磁通方向，都能够改变直流电动机的旋转方向。
晶闸管反并联的电枢可逆线路是可逆调速系统的典型线路之一。这种线路有能实现可逆运行、回馈制动等优点，同时正转制动和反转启动完全衔接起来，没有间断或死区，这是有环流调速系统的优点，特别是用于要求快速正反转的中小容量的系统。为保证系统安全，必须增加环流电抗器以消除其中的环流。
采用两组晶闸管反并联的可逆V-M系统解决了电动机的正、反转运行和回馈制动问题，但是，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接再两组晶闸管之间流通的短路电流，即为环流。一般来说，这样的环流对负载无益，只会加重，晶闸管和变压器的负担，消耗功率。环流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予以抑制或消除。
本次课程设计主要内容是采用α＝β配合控制，能够实现可逆运行，转速和电流稳态无差。α＝β配合控制消除直流平均电流的原理是正组处于整流状态、Ud0f为正时，强迫让反组处于逆变状态，使Udor为负，且幅值与Udof相等，使得逆变电压Udor把整流Udof顶住，则直流平均环流为零。

2总体方案设计
2.1配合控制设计原理
配合控制消除直流平均电流的原理是正组处于整流状态、Ud0f为正时，强迫让反组处于逆变状态，使Udor为负，且幅值与Udof相等，使得逆变电压Udor把整流Udof顶住，则直流平均环流为零。于是

其中αf和αr分别为VF和VR的控制角。由于两组晶闸管的装置相同，两组的最大输出电压Udomax是一样的，因此，当直流平均环流为零时，应有

如果反组的控制角用逆变角表示，则

由此可见，按上式来控制可以消除直流平均环流，为了可靠消除直流平均环流可采用

为了实现α＝β配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在90°，即当控制电压Uc=0时，使得 ，此时Udof=Udor=0，电机处于停止状态。增大控制电压Uc移相，只要使两组触发装置的控制电压大小相等符号相反就可以了。触发控制电路如图2-1，

图2-1α＝β配合控制电路
2.2配合控制直流双闭环自然环流系统款图

图2-2α＝β配合控制的有环流可逆V-M系统原理框图
主电路采用两组三相桥式晶闸管装置反并联的可逆线路，控制电路采用典型的转速、电流双闭环系统，转速调节器ASR和电流调节器ACR都设置了双向输出限幅，以限制最大制动电流和最小控制角αmin与最小逆变角βmin。根据可逆系统正反向运行的需要，给定电压Un、电流反馈电压Ui都应该能够反映正和负的极性，图中的电流互感器TA采用霍尔变换器可以满足这以要求。
直流平均环流可以用配合控制消除，而瞬时脉动环流却是自然存在的。为了抑制瞬时脉动环流，可再环流回路中串入电抗器，环流电抗器，如图中Lc1、Lc2、Lc3和Lc4。环流电抗器的大小可以按照瞬时环流的直流分量限制再负载额定电流的5％~10％来设计。Ld为平波电抗器，用于减少电动机电枢电流的脉动，减少电枢电流的断续区，改善电动机的机械特性，在流过较大的负载电流时，环流电抗器会饱和，而Ld体积大，可以不饱和，从而发挥滤平电流波形的作用。
为了确保两组整流器的工作状态相反，电流调节器的输出分两路，一路经正组桥触发器GTF控制正组桥整流器，另一路经倒相器AR、反组桥GTR控制反组桥整流器。

3主电路设计
3.1给定信号设计
给定信号电路可以产生幅值可调和极性可变的阶跃给定电压和平滑可调的给定电压。
RP1和RP2阻值为40kΩ。

图3-1给定信号电路
3.2电流，电压调节器设计
转速、电流双闭环调速系统的动态结构框图如下图：

图3-2双闭环调速系统的动态结构框图
多环控制系统的设计一般原则：先内环后外环。所以，先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速环的一个环节，再设计转速调节器。
设计初始条件：
1.直流电机参数： 10KW， 220V， 55A， 1000 r/min ，电枢电阻Ra＝0.5Ω
电机过载倍数λ＝1.5，Ks＝40，Tl＝0.03 s，Tm＝0.18 s，
设α＝0.007 v.min/r,β=0.05 v/A
2.测速发电机参数：23W，110V，0.21A，1900 r/min，永磁式
3.主电路采用三相全控桥，交叉连接，进线交流电源：三相380V
采用α＝β配合控制，能够实现可逆运行，转速和电流稳态无差，电流超调量小于5％，转速超调量小于10％。
由初始条件得
电动机的电动势系数：

开环系统额定压降为：

3.2.1电流调节器ACR设计
根据设计要求超调量δ≤5％，并保证电流无静差，可按典型Ⅰ系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可采用PI调节器，其传递函数为：

式中 Ki——电流调节器的比例系数；
——电流调节器的超前时间常数
其电路图为

图3-3含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器
如图3-3是稳压管钳位的内限幅电路。为了保证调速系统中电气设备和机械设备的安全，需限制电动机的最大电流，这就需要对PI调节器的输出进行限幅。
ACR——PI调节器参数计算：
(一) 确定时间常数
① 整流装置滞后时间常数TS=0.0017s，三相电路的平均失控时间为0.0017s。
② 电流滤波时间常数Toi。三相全控桥电路的每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有1~2）Toi=3.33ms，因此取Toi=2ms=0.002s。
③ 电流环小时间常数之和。按小时间常数近似处理取。
(二) 计算电流调节器参数
电流调节器的超强时间常数：。
电流环开环增益：要求δ≤5％时，最佳整定，应取，因此

于是，ACR的比例系数为：

(三) 校验近似条件
电流环截止频率：
① 晶闸管整流装置传递函数的近似条件

满足近似条件。
② 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

满足近似条件。
③ 电流环小时间常数近似处理条件

满足近似条件。
(四) 计算调节器电阻和电容
运算放大器取，各电阻和电容值为

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为，满足设计要求。
3.2.2转速调节器ASR设计
电流环等效环节的输入量应为Ui*(s)，因此电流环在转速环中应等效为

这样原来的双惯性环节的电流环节控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小的时间常数1/KI的一阶惯性环节。电流的闭环控制改造控制对象，加快了电流的跟随作用。
转速调节器ASR也采用PI调节器，其传递函数为：

其电路图为

图3-4 转速调节器电路图
转速调节器参数与电阻、电容值的关系为：
; ;
ASR——PI调节器参数计算:
(五) 确定时间常数
① 电流环等效时间常数1/K。已知，则

② 转速滤波时间常数Ton。根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。
③ 转速环小时间常数。按小时间常数近似处理，取

(六) 计算转速调节器参数
按跟随和抗扰性能都较好的原则，选取h=5，则ASR的超前时间常数为

转速开环增益为

可的ASR的比例系数为

(七) 检验近似条件
转速环截止频率为

① 电流环传递函数简化条件为

② 转速环小时间常数近似处理条件为

(八) 计算转速调节器电阻和电容
取，则

(九) 校核转速超调量
当h=5时，查表得，δn=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。所以

能满足设计要求。
3.3平波电抗器设计
平波电抗器用于整流以后的直流回路中。整流的脉波数总是有限的，在输出的整直电压总是有纹波的。这种纹波往往有害，需要抑制。
对于三相全波桥电路

一般取电动机额定电流的5％~10％。
取

取L=11mh。
3.4晶闸管集成触发电路设计
本次设计采用的是晶闸管移相触发集成电路TCF792。
TCF792A和TCF792B是单相、三相通用数字相位控制触发电路。该系列器件具有单相同步输入信号和数字分频移相120°，可适应单相、三相触发电路。该系列器件既可用于单相、三相半控和全控桥晶闸管整流触发和单、三相交流调压反并联和双向晶闸管触发，也可用于晶体管类变频变压逆变等控制电路。由于其采用的角度为控制单位，因此可有效防止由频率变化而引起的失控和颠覆现象。

图3-5 TCF792原理图结构简图
　该芯片供电电压为５Ｖ。它的输入输出端口兼容TTL电平，这使它与其它数字电路接口简单方便。同步信号采用方波由７脚输入，其下降沿应为Ａ相电压由负变正过零同步点。该周期信号经180倍倍频后，形成２º周期宽度的脉冲信号，该信号进入数字运算控制单元后用于形成２º、4º、6º、120º、180º等控制信号。
TCF792数字相位控制电路具有高精、易用、可靠、无需调试的优点，外围元件少且性能优良。同时由于采用单相同步信号，使其应用与单相触发电路一样方便，便于触发板设计。
3.5转速及电流检测电路
转速检测电路主要由测速发电机组成，将测速发电机与直流电机同轴相连，测速发电机输出端即可获得与转速成正比的电压信号经过滤波之后即可获得作为转速反馈信号反馈回系统。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如3-6所示，通过调节电位器RP即可改变转速反馈系数。

图3-6转速检测电路图
电流检测采用的是霍尔传感器，电路图如下：

图3-7电流检测电路
3.6稳压电压设计

3.2.1整流滤波

2.1开关电源的方框图