正弦波逆变器的设计.doc

第一章 概述
电力系统变电站和调度所的继电保护和综合自动化管理设备有的是单相交流供电的，其中有一部分是不能长时间停电的。普通UPS设备因受内置蓄电池容量的限制，供电时间比较有限，而直流操作电源所带的蓄电池容量一般都比较大，所以需要一套逆变电源将直流电逆变成单相交流电。
电力电子器件的发展经历了晶闸管（SCR）、可关断晶闸管（GTO）、晶体管（BJT）、绝缘栅晶体管（IGBT）等阶段。目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展，与其他电力电子器件相比，IGBT具有高可靠性、驱动简单、保护容易、不用缓冲电路和开关频率高等特点，为了达到这些高性能，采用了许多用于集成电路的工艺技术，如外延技术、离子注入、精细光刻等。
IGBT最大的优点是无论在导通状态还是短路状态都可以承受电流冲击。它的并联不成问题，由于本身的关断延迟很短，其串联也容易。尽管IGBT模块在大功率应用中非常广泛，但其有限的负载循环次数使其可靠性成了问题，其主要失效机理是阴极引线焊点开路和焊点较低的疲劳强度，另外,绝缘材料的缺陷也是一个问题。
随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。
在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大[1]。本文针对正弦波输出变压变频电源SPWM调制方式及数字化控制策略进行了研究，以TMS320F240数字信号处理器为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。

第二章 设计总体思路
2.1总体框架图

驱动电路
SPWM控制电路
滤波电路

输出220V交流电

调频电路
输入180~250V直流电
逆变电路
升压电路
电力系统变电站和调度所的继电保护和综合自动化管理设备有的是单相交流供电的，其中有一部分是不能长时间停电的。普通UPS设备因受内置蓄电池容量的限制，供电时间比较有限，而直流操作电源所带的蓄电池容量一般都比较大，所以需要一套逆变电源将直流电逆变成单相交流电。
逆变电源的工作原理与UPS有以下两点区别：
1）逆变电源不需要与交流电网锁相同步，因为其负载可以瞬间停电（几秒以内）。
2）逆变电源的输入直流电压为180～285V，而UPS内置电池电压为12V或24V。[1]
2.2局部电路
2.2.1电压型逆变电路
可采用移相方式调节逆变电路的输出电压，称为移相调压。各栅极信号为180º正偏，180º反偏，且V1和V2互补，V3和V4互补关系不变。V3的基极信号只比V1落后q ( 0给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。
2.2.2电流型逆变电路
直流电源为电流源的逆变电路——电流型逆变电路。一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。交流侧电容用于吸收换流时负载电感中存贮的能量。
电流型逆变电路主要特点：
(1) 直流侧串大电感，相当于电流源。
(2) 交流输出电流为矩形波，输出电压波形和相位因负载不同而不同。
(3) 直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。
电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流。VT1～VT4是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。VT1、VT4闭合，VT2、VT3断开时，负载电压uo为正VT1、VT4断开，VT2、VT3闭合时，uo为负，把直流电变成了交流电。改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。

图2.2.2 电流型逆变电路及其波形
电阻负载时，负载电流io和uo的波形相同，相位也相同。阻感负载时，io滞后于uo，波形也不同（图2.2.2b）。
t1前：S1、S4通，uo和io均为正。
t1时刻断开S1、S4，合上S2、S3，uo变负，但io不能立刻反向。
io从电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感能量向电源反馈，io逐渐减小，t2时刻降为零，之后io才反向并增大。
2.2.3 全桥正弦逆变器
图2.2.3示出单相全桥逆变器的原理电路及波形。其中H桥和滤波电路完成直流到交流的变换,滤去谐波，获得交流电；控制电路完成对H桥中开关管的控制，并使输出交流电的电压、频率和波形定。
如图2.2.3所示，Vd是直流电压源，S1～S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。RL和RC是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。

图2.2.3 全桥逆变主电路

图2.2.4

对逆变器的控制主要包括对SPWM的控制(即H桥开关管开关方式)和对SPWM脉宽的控制二部分。SPWM的控制方式可分为单极性和双极性二种。在传统的单极性或双极性控制方式中，开关管均工作在高频条件下，这样虽然可以得到较理想的正弦输出电压波形，但也产生了较大的开关损耗，且频率越高，损耗越大。
SPWM的生成原理及波形如图2.2.4所示。由于采用正弦波调制波(Ussintωst)与三角波载波(幅值为Uc的正三角波，频率为ωc)相交来获得SPWM波，因此，基波频率为调制波的频率，基波幅值与调制比M(M=Us/Uc)成正比关系，谐波含量少。正弦逆变器常采用SPWM控制，利用调制波控制输出波形频率，调整M来控制输出电压幅值。工作时，H桥中Sl、S4在前半周期内以图2中的SPWM信号闭合，S2、S3断开；在后半周期内S1、S4断开，S2、S3以SPWM信号闭合。故在整个周期内H桥输出波形如图1(b)所示。这样，对该波形进行滤波，即可获得频率为ωs。，幅值正比M与调制比M的正弦交流电

2.3正弦波输出变压变频电源调制方式
2.3.1正弦脉宽调制技术
随着逆变器控制技水的发展．电压型逆变器出现了多种的压、变频控制方法。目前采用较多的是正弦脉宽调制技术即sPwM控制技术。
在正弦波逆变电源数字化控制方法中，目前国内外研究得比较多的主要有数字PID控制、无差拍控制双环反馈控制、重复控制、滑模变结构控制、模糊控制以及神经网络控制等。本文所采用的是外环为平均值环、内环为瞬时值环的双环控制策略。内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能，保证变压变频电源输出电压畸变率较低，外环使得变压变频电源在各个频率段的输出电压具有较高的精度，并使用DSPTMS320F240全数字的控制实现。
单相全桥式电压型SPWM逆变器电路拓扑结构图如图2.3.1所示。图2.3.1中S1~S4的通断由正弦脉宽调制产生的信号来控制。
SPWM正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。
图2.3.1
2.3.2单极性调制方式
单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频(输出基频)，另一个桥臂始终为高频[载波频率)，而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。
2.3.3双极性调制方式
  双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。
2.3.4单极性倍频调制方式
单极性倍频调制方式的特点足输出SPWM波的脉动频率是单极性的两倍，4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，因此，开关管损耗与双极性相同。
2.4 3种调制方式下逆变器输出电压谐波分析
用MathcAD可推导出3种不同调制方式下逆变器输出电压各次谐波有效值与频率的关
对单极性调制方式如上公式（2）
对单极性倍频调制方式如上公式（3）
式中：M为调制比；N为载波比；
      f0为正弦波输出变频变压电源的输出电压频率。
控制电路采用r TMS320F240数宁信号处理器，主要任务是在定时中断内完成变压变频控制。控制程序由主程序和一个定时中断程序组成，主程序主要完成读取给定电压，过流判断，平均值外环计算等功能。定时中断程序完成采样输出电压，实时计算出下个开关周期输出的脉宽。
3种调制方式下逆变器输出电压未经滤波前，单极性调制方式及双极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量主要集巾在升关频率及其倍频附近，且单极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量比双极性要小。单极性倍频调制方式下输出电压的谐波分量主要在2倍升关频率及4倍开关频率附近。选择WPWM逆变器的输出LC滤波器的转折频率为开关频率的I／I0，LC滤波器对开关频率及其倍频附近的谐波具有明显的衰减作用。

第三章 主电路设计
3.1有工频变压器的逆变电源主电路设计
3.1.1电路形式
有工频变压器的逆变电源主回路基本工作过程可以理解，可以把它设计成以IGBT为 开关管的桥式逆变电路形式，如图3.1所示。

图3.1有工频变压器的逆变电源主回路

电源为180V～285VDC，四个开关管分别为Tr1,Tr3,Tr2,Tr4.

图中，Tr1～Tr4为IGBT开关管，C1为串联耦合（去耦）电容，防止变压器因单相偏磁而饱和，T为隔离升压变压器，C2为输出滤波电容，L为输出滤波电感。
3.2 参数设计
3.2.2逆变变压器
变压器输出220VAC的峰值为311V，考虑到变压器副边绕组电压峰值设为315V，原边在考虑去耦电容C1的压降后最低电压时为170V，所以变压器的匝比n为
                          n=N2/N1=315V/170V ≈ 1.85       
电源输出功率也就是变压器的输出功率Po=1000W。设变压器的效率ηr=95%，则原边效率P1=Po/ηr≈1060W。
因为变压器是变换SPWM电压波形，其基波（50Hz）的成分相当大，所以我们可以选择400Hz的硅钢C型铁芯，其Ke=0.9,Bm=1.2T,Kc可选为0.3，j=3A/mm²=3*10(²*³)A/m²，所以铁芯面积乘积为
AeAc=1200(1+0.95)/0.954.44*50*0.9*0.3*3*10(²*³)*1.2
          ≈1.14*10ˉ(²+³)(m²+²)=1140cm²
可以选取CD型400Hz硅钢铁芯。
查出截面积Ae，求出有效面积Se=Ae*Ke，然后就可以由下面的两个公式先求出原边匝数，再求出副边匝数。
                        N1=V1max/(KfSeBm)                       
                        N2=N1/n                            
    导线截面：副边S2=I2/j=5.5/3≈1.8(mm²),选Φ1.2mm漆包线两股并绕；
        原边S1=I1/j=Ni2/J=1.87*5.5/3≈3.43(mm²),Φ1.2mm漆包线三股并绕。

3.2.3开关管
最高电压为285V，所以开关管的耐压可选为600V。开关管的峰值电流：
Im=3I1m=3*5.5*1.87≈31(A)                        
选IGBT的电流定额为40A。
3.3 无工频变压器的逆变器主电路设计
3.3.1电路形式
我们知道，无工频变压器的逆变电源实际上包含两部分：一套DC/DC和一套SPWM逆变器。DC/DC的设计这里我们不讨论。所以，这里只讨论SJPWM逆变主电路，其电路形式如图3.3所示。

  图3.3
电源350V，各个管子分别为Tr1,Tr3,Tr2,Tr4.
3.3.2 参数设计
3.3.2.1 开关管
逆变器允许输出峰值电流为
                    Im=3Iom=3*5.5A=16.5A                      
所以开关管的电流定额可以选为600V。我们可以选30A600V，TO-247封装的IGBT管。
3.3.2.2 LC滤波
    L为工频电感，电感量可选为1～2mH。为减小噪声，选闭合铁芯，C为工频电容，可以选CBB61-10µF-250VAC。

第四章 控制电路设计
4.1总控制电路
主电路在上面已经介绍过了。这里主要介绍逆变控制电路。
逆变电源控制电路的核心是SPWM发生器。SPWM的实现包括分立电路、集成芯片和单片机实现。它们的电气性能和成本有所不同，各有自己的优势和不足之处。逆变电源SPWM电路的调制频率固定为50Hz不变，为了降低成本，我们这里用分立电路组成，如图4.1所示

图4.1
正弦波发生器和三角波发生器分别见下两图4.1.1、4.1.2。
RC桥式正弦波振荡电路原理如图8-2所示，图中集成运放A作为放大器，RC串并联网络组成选频网络，同时也作为振荡器的正反馈网络，R1、Rf组成电压负反馈以起到稳定和改善输出波形的作用。

图4.1.1
图中R1=R2,C1=C2。其中Ｒ１和R2为同轴双联电位器的阻值，C2和Ｃ２为波段开关电容的数值。通过改变R 2和C2 的值就可以改变输出正弦波的频率 。
RC串并联选频网络

震荡频率f0=1/2∏RC
三角波产生电路

图4.1.2
C1=0.1µ,C2=0.1µ,R1=100k,R3=10kR4=2k,Rf=1M,R=100k.
以标准的正弦波信号为参考，将输出电压的反馈信号与之相比较，经由IC1及其外围电路组成的PI型误差放大器调节后得到一个控制信号，送到IC2去调制三角波，既可得到SPWM波形。IC3和IC4分别为正负值比较器，它们的输出信号分别IC5和IC6，从而将SPWM交替地分成两路，各自放大后驱动相应的开关管对，控制主回路完成SPWM逆变。需要注意的是，驱动电路要将每一路信号分成相互隔离的两路，分别驱动处于对角位置上的两只开关管。
以上控制电路的特点是不仅能控制正弦波输出的有效值，还能调节输出电压的瞬时值，优化波形，减小谐波失真，提高带负载能力。

4.2 控制局部电路
4.2.1放大电路设计

差分驱动放大电路

放大电路说明
因为所设计的控制电路输出的波形信号是比较微弱的。完全不能直接的驱动IGBT的导通。所以我们必须要设计一个放大器来对PWM信号进行放大在输出的。其实放大器的选择又很多种选法，具体是选择什么样的型号是根据自己所设计的系统的质量和精度的要求来选用的。在这里我采用的是FET差分式放大电路。如下图的所示的为恒流源的JFET差分放大电路。漆黑中JFET T1、T2是差分对管，BJT T3、T4及R1、R2、R3组成恒流源电路，用于抑制共模信号，该电路是单入—单出查封放大电路，其差模电压增益为AVD2 = 式中为T1、

4.2.2驱动电路

IGBT驱动器接线图
IGBT驱动说明
采用三菱公司的专用混合集成驱动器。这种驱动器同一系列的不同型号其引脚和接线基本相同，只是适用被驱动器件的容量和开关频率以及输入电流幅度值等参数有所不同。混合集成驱动器内部具有退饱和和检测和保护环节。当发生过电流时能快速响应但慢速关断IGBT，并向外部电路给出故障信号。

第五章．总结与心得

这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。
通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。
逆变是对电能进行变换和控制的一种基本形式，现在逆变技术是综合了现代电力电子开关器件的应用、现在功率变换、模拟和数字电子技术。PWM技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控制技术等一门实用技术，已被广泛地用于工业和民用领域中地各种功率变换系统和装置中。
一开始接触这个课题时我还不知道该从何下手，很多东西不知该如何实现，经过2星期的努力，在图书馆和网上查资料，请教同学，终于是完成了任务，但由于自己对知识掌握的不好，设计中有很多不足和错误的地方，希望老师能帮我找出并指出，我一定虚心接受老师的指导，把这次设计做到更好。总的来说这个设计还是比较顺利的，在这里要感谢老师的指导，让我们少走了很多弯路，也感谢学校给了我们一个好的学习环境，感谢同学们的帮助。希望以后学校能多给我们一些课程设计的课题，能让我们在步入工作岗位之前有更高的专业水平。

附录（总电路图）

参考文献
1、 王兆安 黄俊．电力电子技术（第4版）．机械工业出版社
2、 李爱文 张承慧.现代你变技术及其应用
3、 许大中.电机控制

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