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交流传动电动车组网侧变流器交流侧电感设计?叶?强1,2,吴广宁2,胡?灿1,甄?威1,刘?洋1(1.四川电力试验研究院,成都 610072;2.西南交通大学电气工程学院,成都 610031)摘要:四象限变流器以其交流电流谐波含量低,网侧功率因数高,电能双向传输,以及动态响应快等优点而成为交流传动电力机车和电动车组的电源侧变流器。四象限变流器交流侧电感的设计对 PWM 整流器的性能至关重要。为此,详细分析交流侧电流的瞬态变化过程以及交流回路矢量关系,从满足瞬态电流跟踪指标以及最大调制比限制确定了电感值的取值范围,同时分析了接触网电压波动对电感设计的影响。通过仿真证实了本文方法的可行性和正确性。关键词:四象限变流器;脉宽调制;电感设计;交流传动中图分类号:T M461?文献标志码:A?文章编号:1003?8930(2010)05?0109?07Design Method of AC Side Inductance of Four?quadrant Converterfor AC Drive Electric Multiple UnitYE Qiang1,2,WU Guang?ning2,HU Can1,ZHEN Wei1,LIU Yang1(1.Sichuan Electric Power T est&Research Institute,Chengdu 610072,China;2.Electrical Engineering College,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China)Abstract:Owing to possessing the merits of low harmonic current component fed to the catenary,high powerfactor,bi?directional flow of energy,excellent dynamic response and so on,four?quadrant converter(4QC)isapplied to AC drive electric locomotive and electric multiple unit as line?side rectifier.T he inductance value for4QC is vital to the performance of the PWM rectifier.Transient process of AC side current tracing and vectorrelation of AC loop are analyzed.According to meeting the tracing performance of transient current and limit ofthe maximal modulation ratio,a scheme is put forward to design AC side inductance of for 4QC for AC drivelocomotive.Meanwhile,the effect of catenary voltage fluctuation on inductance design is analyzed in the pa?per.The results of simulation verify the feasibility and correctness of the proposed method.Key words:four?quadrant converter;PWM;design of inductance;AC drive?大功率电力电子器件技术及先进的控制技术确立了现代交流传动技术的优势,使机车电传动技术发生了根本变革,由直流传动向交流传动转变。交流传动技术是当今世界上牵引动力高新技术的标志,也是我国铁路牵引动力今后发展的主要方向 1。PWM 整流器能有效地抑制注入电网的谐波,实现电网侧单位功率因数和能量双向流动并且系统具有很好的动态特性,从而成为交流传动电力机车和电动车组电源侧变流器 2。作为机车电传动系统的核心子系统之一,它要保证直流中间环节的电压恒定,交流侧功率因数接近 1,还要消除谐波,使网侧电流接近正弦,其运行状况直接影响到电传动系统的稳定。目前,四象限变流器的研究和应用越来越广泛,有关其控制系统、数学模型和控制方法的研究成果不断涌现 3 7,并成功应用于静止无功发生器SVG(static var generator)、有 源 电 力 滤 波 器APF(activepowerfilter)8、超 导 储 能SMES(superconductingmagneticenergystorage)9、电气传动 ED(electric drive)10,11、高压直流输电 HVDC(high voltage direct currenttransmission system)12、统 一 潮 流 控 制 器第 22 卷 第 5 期2010年 10 月?电 力 系 统 及 其 自 动 化 学 报Proceedings of the CSU?EPSA?Vol.22 No.5Oct.?2010?收稿日期:2009?10?14;修回日期:2010?05?04UPFC(unified power flow controller)13以及可再生能源并网发电等领域 11,而对主电路参数设计研究较少。基于满足瞬态电流跟踪指标以及最大调制比限制,并考虑网压波动,本文提出了一种确定交流侧电感的综合设计方法,并用仿真验证了方法的正确性。1?工作原理交流传动系统牵引主电路典型原理图 2,14如图 1 所示。牵引变压器一次侧通过受电弓和真空断路器得电并通过 4 个独立的二次侧绕组分别向 4个四象限变流器供电,其中每 2 个四象限变流器并联输出,共用 1 个中间直流环节电路。由这个中间直流环节电路向 1 个电压型 PWM 逆变器供电。经逆变器变频变压后分别向 1 个转向架上的 2 台异步牵引电动机并联供电,由此实现转向架独立控制。再生制动过程则相反。图 1?交流传动系统牵引主电路原理Fig.1?Main circuit principle of AC drive system?单相四象限变流器的电路结构如图2所示。其中 LN和 RN分别为变压器二次侧绕组的漏感和电阻,L2和 C2构成直流侧二次滤波回路,Cd为直流支撑电容,R 为直流侧的等效负载。图 2?四象限变流器主电路Fig.2?Main circuit of 4QC?四象限变流器交流侧瞬态等效电路如图 3 所示,图中,uN为交流电网电动势,us为变流器交流侧电压,iN为交流侧电流。图 3?四象限变流器瞬态等效电路Fig.3?Transient equivalent circuit of ACside for 4QC?四象限变流器交流侧电感对变流器的性能至关重要,它具有以下功能 15:隔离电网电动势与变流器交流侧电压;滤出交流侧 PWM 谐波电流;使变流器具有 Boost PWM AC/DC 变换性能以及直流侧受控电流源特性;使变流器可以向电网传输无功功率,甚至实现网侧纯电感、纯电容运行特性;使变流器控制系统获得了一定的阻尼特性。变流器交流回路的相量电压方程为UN=Us+INRN+j?LNIN(1)稳态条件下,变流器交流侧向量关系如图 4 所示,图中忽略了绕组的交流电阻 RN,且只讨论基波正弦电量。图 4?四象限变流器稳态矢量关系Fig.4?Steady state vector diagram of 4QC?由图 4 看出,|UN|、|IN|不变,通过控制|Us|的幅值和相位可实现变流器四象限运行,向量 Us端点轨迹是以|UL|为半径的圆。变流器运行状态随功率因数角?变化而变化。运行于 A 点时,变流器只从电网吸收感性无功(纯电感特性);运行于 C 点时变流器只从电网吸收容性无功(纯电容特性);运行于 B点时可实现变流器单位功率因数整流(正阻特性);运行于 D 点时,则 110 电 力 系 统 及 其 自 动 化 学 报?第 22 卷可实现变流器单位功率因数有源逆变(负阻特性)。机车在牵引工况下时工作于B 点,在回馈制动工况下时工作于 D 点。2?交流侧电感参数设计2.1?满足瞬态电流跟踪指标的电感设计满足瞬态电流跟踪指标,要求电感的设计值既能保证电流快速跟踪,又能抑制电流谐波。交流侧电感取值应该适当,过大会降低电流跟踪速度过小则不利于抑制交流侧电流的谐波成份。如图 3 所示,对于采用单极性 PWM 控制的变流器,半个周期内,us在 0 与 Ud间切换,而另半周期内,在 0 与-Ud间切换,电阻 RN很小,在分析时可以忽略。以变流器工作于正阻特性下为例,设计交流侧电感。交流电流过零处的变化率最大,此时电感应足够小,以确保电流响应的快速性。单相变流器单极性 PWM 控制时,指令电流 i*N过零附近一个开关周期 Ts内的电流响应过程如图 5 所示。图 5?交流电流过零点时的波形Fig.5?Waveform of AC current crossing zero?由图 5分析,稳态条件下,当 0!t!T1时间内,电源与负载一起给电感 LN馈电。电流变化量 i1为 i1=1LNT10(2UNsin?t+Ud)dt(2)电流过零点时 2UNsin?t#2UN?t,故有 i1=2UN?T212LN+UdT1LN(3)T1!t!Ts时,电源沿LN短路,电源给LN充电。电流变化量 i2为 i2=1LNTsLN2UN?tdt=2UN?(T2s-T21)2LN(4)要满足快速电流跟踪要求,则必须满足 i1+i2Ts2INsin?TsTs#2IN?(5)式中:IN为变流器交流侧电流有效值;i1、i2分别为 T1、T2时段电流变化量。综合上式得LN!2UdT12IN?Ts+UNTs2IN(6)当 PWM 占空比(T1/Ts)最大,即取 T1=Ts时,应取得最快的电流跟踪响应,此时,电感应足够小,且满足LN!2Ud2IN?+UNTs2IN(7)另一方面,电流脉动最严重情况发生在正弦电流峰值附近,为抑制谐波电流,电感应足够大。电流峰值处附近一个 PWM 开关周期 Ts内电流跟踪瞬态过程如图 6 所示。图 6?交流电流峰值处的波形Fig.6?Waveform of ACcurrent at peak value?由图 6分析,稳态条件下,当 0!t!T1时,电流变化量 i1为 i1=1LNT102UNdt=2UNT1LN(8)变流器交流侧基波电压瞬时值 us1与幅值为Ud的三角波进行调制,如图7所示,且us1滞后电流的角度为?,则有T2Ts=|us1|Ud(9)T2=|us1|UdTs=2Ussin(!/2-?)UdTs=2UNUdTs(10)T1=Ts-T2=(Ud-2UN)TsUd(11)111 第 5 期?叶?强等:交流传动电动车组网侧变流器交流侧电感设计图 7?PWM 波形调制原理Fig.7?Modulation scheme of PWM waveform?令电流脉动最大允许值为 imax,则电感应该足够大,满足 imax i1,可得到LN2UNT1 imax=2UN(Ud-2UN)imaxUdTs(12)显然,采用单极性 PWM 控制的变流器在整流工况下时,为满足瞬态电流跟踪指标,其电感取值范围为2UN(Ud-2UN)imaxUdTs!LN!2Ud2IN?+UNTs2IN(13)变流器工作于其他工况下的电感设计值如表1所示,计算方法与上述过程类似,不再一一详述。表 1?单相 PWM 整流器在不同工况下的电感取值Tab.1?Inductance values of single?phase PWM rectifierat various work conditions特殊工作点?/(%)LNA902UN imaxTs!LN!UNIN?B02UN(Ud-2UN)imaxUdTs!LN!2Ud2IN?+UNTs2INC-90Ud-2UN im axTs!LN!Ud-2UN2IN?D1802UN(Ud-2UN)imaxUdTs!LN!2Ud2IN?-UNTs2IN2.2?满足最大调制比的电感设计PWM 整流器的调制比 M 与交流侧电压基波幅值及直流侧电压满足2Us=UdM(14)任何半导体开关器件都具有一定的固有开通和关断时间,为避免因关断延迟效应造成上下桥臂直通而设置了死区时间,最大调制比为Mmax=1-2fcrTd(15)式中:fcr是四象限变流器的开关频率;Td为死区时间,取决于开关功率器件的特性。受开关器件死区时间的限制,应该满足 M!Mmax!1。则有2UsUd!Mmax(16)以整流工况下为例计算满足最大调制比的电感设计值。由整流工况下的向量图可知Us=U2N+I2N?2L2N(17)2U2N+2I2N?2L2N!M2maxU2d(18)则整流情况下,满足最大调制比的电感上限为LN!2M2maxU2d-4U2N2IN?(19)类似地,可以得到变流器工作于其他工况下的电感设计值,如表 2 所示。表 2?PWM 整流器满足最大调制比的电感设计值Tab.2?Inductance values of PWM rectifier meetingthe maximal modulation ratio工作点?/(%)LNA90!2Mm axUd+2UN2IN?B0!2M2maxU2d-4U2N2IN?C-90!2Mm axUd-2UN2IN?D180!2M2maxU2d-4U2N2IN?当Mmax=1时,表2与文献 16 分析的结果相同。2.3?网压波动对电感设计的影响我国铁路牵引网标称电压为 25 kV,受系统容量的限制、牵引网结构、牵引变电所布置不合理等因素影响,我国铁路供电电能质量相对较差,网压波动很大 17 19。随着我国高速、重载铁路的发展,牵引网电压损失增大,牵引网末端电压降低日益严重,部分供电臂末端甚至低于非正常状态网压最低要求(19 kV)。因此,电感设计需要使脉冲整流器具有较好的抗网压波动的能力。国标&GB 140-1998铁道干线电力牵引交流电压 等效采用国际电工委员会标准 IEC850:1988&牵引系统供电电压,规定铁道干线电力牵引供电系统电压范围为19 29 kV。以牵引工况为例分析网压变化对 PWM 整流器交流侧电感设计的影响。不同网压下 PWM 整流器交流侧向量图如图 8 所示,图中,UNL为最低网压,与之对应的,ULL为此时电感上的压降,UsL为此时整流器输入侧电压向量。UNH为最高网压,ULH和 UsH为此时电感上的压降及整流器输入侧电压向量。假设网压变化时变流器的输入功率不 112 电 力 系 统 及 其 自 动 化 学 报?第 22 卷变,则网压降低时的网侧电流大于额定时网侧电流,INL IN,此时电感上的压降也大于额定时的压降 ULL UL,可以推知,UsL INH,UL ULH,Us UsH。图 8?不同网压下 PWM 整流器交流侧向量Fig.8?Vector diagram of PWM rectifier atdifferent catenary voltage?由图5可知,电流过零点时,指令电流越小,越利于电流跟踪。网压降低时,网侧电流增大,最不利于电流过零点。另一方面,由图 6 可知,电流过峰值附近时,电感上的压降越小,电流脉动越小。当网压降低时,电感上的压降会升高,最不利于谐波抑制。所以当网压波动时,满足瞬态电流跟踪的设计值为网压降低时的设计值。变流器桥入端电压基波越大,调制比越大。网压升高时,变流器桥入端电压基波增大。所以满足最大调制比的电感设计需要满足网压最高时的设计值见表 3。表 3?各电压下电感设计值Tab.3?Design values of inductance atdifferent catenary voltages网压/kV UN/VIN/A满足瞬态电流指标 LN/mH满足最大调制比 LN/mH25969.91 360.80.508 7!LN!3.690 0!1.688 619737.21 790.50.683 9!LN!2.674 3!1.703 8291 125.11 173.10.286 4!LN!4.412 7!1.201 23?仿真验证3.1?仿真条件为研 究电感 设计 对变 流器 的影 响,采用Matlab/Simulink 进行仿真计算通过对各牵引绕组不同的漏感值进行仿真计算,可以得到四象限变流器相应的电压和电流变化波形,从而对不同的情况进行分析比较。仿真系统的基本参数见表 4,网侧四象限变流器采用四重控制,控制方法为瞬态电流控制。表 4?仿真系统的基本参数Tab.4?Basic parameters of simulation system名 称参 数牵引绕组内阻/0.016 1牵引绕组输出电压/V970直流中间回路电压给定值/V1 800系统额定输出功率/kVA4(1 320功率开关器件的开关频率/Hz250电流脉动限制值/A1 280最大调制比0.95?按照本文的方法设计整流器在单位功率因数时的电感取值。各网压下电感的设计值如表 3 所示,为使变流器有较好的抗网压波动的能力,交流侧的电感取值范围应为 0.683 9 mH LN1.201 2 mH。3.2?仿真结果讨论图 9 为牵引绕组的电流波形。可以看出,交流侧电感过小时,电流波动幅度较大,如图 9(a)所示;交流电感过大时,电流波动幅度虽然较小,但出现了过调制现象,如图 9(b)所示;交流侧电感设计合理时,电流波动不大,且没有出现过调制现象,如图 9(c)所示。图 9?不同电感值时的牵引绕组电流Fig.9?Currents of traction windings withdifferent inductance values?网侧电流 T HD、二次绕组电流 THD、直流电压 T HD、网侧功率因数、网侧等效干扰电流随绕组电感的变化曲线如图 10 图12 所示。交流侧电感 113 第 5 期?叶?强等:交流传动电动车组网侧变流器交流侧电感设计过小时,网侧电流、绕组电流、直流电压的畸变率以及网侧等效干扰电流都较大,这是因为电感对电流变化的阻碍过小,在一个开关周期内,电流变化幅度较大。交流侧电感过大时,网侧功率因数急剧下降,这是因为电感消耗过多的无功。图 10?THD随绕组漏感的变化曲线Fig.10?Relation between THD and windingleakage inductance图 11?网侧功率因数随绕组漏感的变化曲线Fig.11?Relation between line side power factorand winding leakage inductance图 12?网侧等效干扰电流随绕组漏感的变化曲线Fig.12?Relation between line side equivalent disturbingcurrent and winding leakage inductance?考虑到网压升高时,当电感取值1.20 mH 时,调制比就超过了最大调制比限制,而网压降低会使绕组电流波动加大。综上所述,绕组电感取在 1.0mH 附近可以使各项指标达到最佳,在正常网压时的调制比为 0.84,在网压为 29 kV 时的调制比为0.94,不会出现过调制现象。证明了本文方法的正确性。4?结语本文从满足瞬态电流跟踪指标以及满足最大调制比限制两方面综合确定了四象限变流器交流侧的电感,并通过仿真验证了其正确性,得出如下结论:(1)为满足电流跟踪指标而从快速跟踪电流指令和抑制谐波电流两方面可确定电感值的取值范围;(2)为保证开关器件可靠换相而设定的死区时间要求限制调制比,从而可确定电感值的取值范围;(3)四象限变流器交流侧的电感设计需综合满足瞬态电流跟踪指标以及满足最大调制比限制的要求。参考文献:1?黄济荣.电力牵引交流传动与控制 M.北京:机械工业出版社,1998.2?Song Hong?Seok,Keil R,M utschler P,et al.Advancedcontrol scheme for a single?phase PWM rectifier in tractionapplications C)IEEE Industry Applications Society An?nual Meeting,Salt Lake City,USA:2003.3?张加胜,张磊(Zhang Jiasheng,Zhang Lei).四象限变流器的一种统一性建模及分析方法研究(Researchon an general unified modeling and analysis approachof 4?quardrant converters)J.中国电机工程学报(Proceeding of the CSEE),2004,24(8):39-44.4?Lee Woo?Cheol,Hyun Dong?Seok,Lee Taeck?Kie.Novel control method for three?phase PWM rectifiersusing a single current sensor J.IEEE Trans onPower Electronics,2000,15(5):861-870.5?Lim 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