超宽输入范围反激辅助电源设计.pdf

总第55期电源学报No.5Sep.2014电源学报Journal of Power Supply第5期2014年9月收稿日期：2014-06-30DOI：10.13234/j.issn.2095-2805.2014.5.92中图分类号：TM 86文献标志码：A超宽输入范围反激辅助电源设计刘宁，王友欢，夏东伟（青岛大学自动化工程学院，青岛266071）摘要：宽范围输入范围反激电源设计困难，但是针对实际应用中对辅助电源的需要，使用电流控制型脉宽调制芯片OB2269，设计了一款3001 000 V的超宽输入的反激辅助电源。其输出有12 V/3 A、12 V/0.5 A、24 V/2 A 3路直流输出给出了该电源关键参数的计算及主要功率器件的选型，并通过实验样机给出了开关管电压波形，输出电压波形。计算了该电源的主要损耗，得到了输入电压与电源效率的曲线。实验结果表明，该电源具有输入电压宽、效率高、输出稳定等优点，可应用在具有超宽输入范围的电源中。关键词：脉宽调制；反激；超宽输入Design of the Super Wide Input Voltage RangeFlyback Power SupplyLIU Ning,WANG You-huan,XIA Dong-wei（School of Automation Engineering,Qingdao University,Qingdao 266071,China）Abstract:Wide input voltage range power supply is difficult to design,but aiming at the requirement of auxiliarypower supply used in practical application,using current control type chip PWM IC OB2269,the flyback auxiliary powerwith the super wide input voltage 3001000 V was designed.It provides three DC outputs of 12 V/3 A、-12 V/0.5 A and 24V/2 A.The calculation of key parameters and the type of power devices were provided.Using the experimental prototype,the waveforms were also provided.Main loss was calculated and the curve of input voltage and efficiency was provided.Theresult of the test indicated that the power supply has the advantage of super wide input voltage,stable and high efficiency.Itcan be used in the super wide input voltage range power supply.Key words:PWM;flyback;super wide input引言反激式变换器具有体积小、效率高、变压器原副边电气隔离、成本低、易于实现多路输出等优点，在小功率电源中得到了广泛的应用1。一般的反激式辅助电源输入电压范围有限，在一些特殊的应用场合里，需要电源系统在很宽的电压范围内都能正常工作，如光伏系统、UPS等。这就需要研究宽电压输入的开关电源。高压宽范围输入给反激电源设计带来很大困难，在最低电压输入时要保证主功率管工作在最大的占空比。在最高压输入时，主功率管的占空比很小，脉冲容易丢失造成系统工作不稳定2。在设计隔离型变压器时，变压器的匝比需要按照最大的直流增益来设计，这时输入电压最小，变压器设计很难优化。而且变压器匝数较多，变压器漏感引起的尖峰电压大，在高压输入时对器件的耐压等级要求高。本文针对实际应用，设计一款通用型辅助电源，给出了具体的设计参数、实验数据及其波形。1电源设计方案输入电压直流3001 000 V；输出3路：Uo1为第5期图1总体电路设计方案VinC6C7R7D5C3R4UO3D6C8R8C4R5UO1D7C9R9C5R6UO2R3D3C1D4C2VDDR13UO1R10R12C11C10PC817R11TL431PC817R14C14D8C1281OB2269VinVDDNTCR15RFR1R2R16D9Q1D1D212 V/3 A，电压精度1；Uo2为-12 V/0.5 A，电压精度5；Uo3为24 V/2 A，电压精度5；开关频率f=43 kHz。2电路设计总体电路设计方案如图1所示。当开关管导通时，变压器原边导通，电流线性上升，磁场储能。开关管截止时，磁场向副边释放能量3。该设计采用OB2269电源控制芯片，通过稳压芯片TL431构建电压外环，并通过采样电阻构成电流内环实现稳定电压控制。OB2269的8脚输出脉宽调制信号，驱动开关管。开关管导通时，缘边电流增大，采样电阻R1的电压逐渐升高并反馈到OB2269的6脚，此时信号大于0.86 V时，将关断脉冲输出。同时输出电压通过TL431构成电压反馈环路，当输出电压一旦高于设定电压时，补偿电压将变为低电平反馈到OB2269的2脚，从而关断PWM输出。OB2269芯片具有低待机功耗、无噪声工作、启动电流低（低至4 A）、工作电流低（2.3 mA左右）、内置前言消隐、内置OCP补偿、完善的保护功能等优点，而且根据负载的轻重自动调节频率有效减小开关管损耗。OB2269内置的频率抖动设计可以很有效地改善系统的EMI特性，降低系统的EMI成本。2.1反激变压器的设计变压器参数的设计对电源装置的性能有至关重要的影响，变压器设计得当，电路才能够稳定运行。其设计要求有：一、二次绕组电压的变比应满刘宁，等：超宽输入范围反激辅助电源设计93总第55期电源学报足要求值。当输入电压降至规范允许的最低电压时，输出电压仍能满足规定的额定值。当输入电压及占空比最大时，变压器磁芯不允许出现饱和。当输出功率最大时，变压器温升应在规范要求之内。应满足一、二次侧铜耗相等、铜损耗与铁损耗相等的原则，以使总损耗最低，获得较高效率。一、二次侧漏感、分布电容应限制在最小值4。磁芯采用TDK的PQ32/30，材质为PC44，主要参数5为：磁芯的有效截面积Ae=167 mm2，有效磁路长度le=74.7 mm，磁芯窗口面积Aw=53 mm2。在最小输入电压300 V时，设定开关工作频率43 kHz，最大占空比Dmax=0.5，B=0.2 T。变压器初级励磁电感量计算公式6为Lp=U2in（min）D2max2Pof=2.33 mH（1）式中：为开关电源效率设为80%，Po为输出功率90 W。变压器初级与输出12 V次级的变比为n=NPNS=Uin（min）Dmax（Uo1+UDR）（1-Dmax）=23（2）式中，UDR为输出整流二极管的压降，取值1 V。变压器初级绕组匝数为NP=Uin（min）DmaxAeBf=104.4（3）NP实际取值105匝。则主输出次级绕组匝数NS1=NP/n=4.5，n为变压器变比。NS1实际取5匝，则12 V和24 V输出匝数分别为5匝和9匝。辅助绕组取6匝，已提供16 V电压给芯片供电。为了改善输出的交叉调整率，变压器绕制采用夹层绕法，其中12 V电压相近采用并绕法，位于同一层中，辅助绕组位于最外层。图2为实验样机变压器线圈结构。2.2变压器气隙长度变压器开气隙时，磁芯导磁能力降低，导致每匝电感量减小，绕组的总电感值减小，但电流值加大，变压器功率增大。而且增加气隙可以减小磁芯里的直流成分所产生的磁通，避免磁芯饱和。气隙计算公式7为lg=0NP2AeLP=0.99 mm（4）式中：0=410-7为真空磁导率；lg为气隙的长度。2.3开关管及输出整流管的选择开光管及输出整流管需要在输入电压最高时选择，考虑100 V的尖峰电压，当输入直流最高电压1 000 V时，开关管承受的最大反向电压UQ1max=Uin（max）+Upk+Uor=1 376 V，其中Upk为100 V的尖峰电压，折射电压Uor=Uo/n=276 V，考虑到实际应用情况，选择STFV4N150（1 500 V，4 A）。输出整流管最大反向电压UDmax=Uo+Uin（max）/n。计算得到3路输出整流管最大耐压分别为：67.5 V、67.5 V和107.3 V。综合考虑整流管耐压、电流容量及反向恢复时间，12 V输出选取MBR20100（100 V，20 A），24 V输出选取MBR20200（200 V，20 A）。24反馈及补偿回路设计+12 V输 出 电 压 经 过R10和R11分 压 后，与TL431内部的2.5 V基准电压比较，放大后的误差电压经光耦PC817隔离后作为电流内环的给定。由于采用峰值电流控制，电路只剩下负载与输出滤波电容引起的极点及输出滤波电容寄生阻抗导致的零点。选用二型补偿网络，R12和C10构成的零点补偿输出极点，R12和C11构成的极点补偿ESR零点。3样机测试结果及分析8采用上述实验电路，图3为最低输入电压300 V且3路输出均满载时的开关管漏源电压uds及ugs波形，1通道为ugs，2通道为uds。此时由图3可见电路工作频率约为43 kHz左右，占空比约为55%。图4为最高输入电压1 000 V且三路输出均空载时开关管漏源电压uds及ugs波形。由图4可以看到当输图2实验样机变压器线圈结构屏蔽层屏蔽层磁芯VDDNP2NP224 V12 V94第5期入电压最高时，开关管最高电压1 460 V，在开关管耐压范围内。电路的损耗主要包括：输出整流管损耗、变压器损耗、控制电路损耗、开关管损耗等。为了提高电源在高压输入时的效率，应尽量减小开关管损耗。其中开关管损耗又包括：开通损耗、导通损耗、关断损耗、截止损耗、门极损耗、输出电容损耗，在这些损耗中开通损耗占绝大部分。图5为输入500 V 3路满载时开关管漏源电压uds及电流采样电阻电压波形，因为实验样机采样电阻0.5，所以此电压波形的2倍即为开关管电流波形。根据图5波形近似认为开关管导通电流为1.6 A，电压下降时间约为40 ns，开关频率为43 kHz，可计算得到开关管消耗功率为Pr=1.6760/24010-9431031 W（5）开关管的损耗以热能的形式散发，将引起开关管的发热。其输入直流电压越高，开关管发热越严重，因此需要给开关管配置散热片。图6为钳位电路TVS管电压及电流波形，其中一通道为电流波形，二通道为电压波形。本设计中TVS型号为5KP180A两个串联，二极管为SF1600。根据图6波形可知，电流最大值为1.32 A，近似认为电流有效值0.6 A，电压为432 V，时间约为1 000 ns，可以计算得到瞬态抑制二极管消耗功率为Ptvs=0.64321 00010-94310311 W（6）图7为电源效率随输入电压变化的曲线，横轴为输入电压，纵轴为电源效率。从图7中可以看出电源最高效率在输入电压500 V时达到最大值91%。且随输入电压的变化，效率曲线呈现先增加后减小的趋势。通过试验样机的实际测量，输出电压的电压调uds（200 V/格）ugsugs（10 V/格）udst（20.00 s/格）uds（500 V/格）ugsugs（10 V/格）udst（20.00 s/格）图3输入300 V满载时uds及ugs波形图4输入1 000 V满载载时uds及ugs波形uds（500 V/格）ur1ur1（2.00 V/格）udst（20.00 s/格）图5输入500 V满载时uds及采样电阻电压波形图6钳位电路TVS管电压及电流波形Itvs（1.00 A/格）utvsutvs（100 V/格）t（500.0 s/格）Itvs刘宁，等：超宽输入范围反激辅助电源设计95总第55期电源学报刘宁作者简介：刘宁（1990-），男，通信作者，硕士研究 生，研 究 方 向 为 电 子 电 子，E-mail:781252351 ；王友欢，男，硕士研究生，研究方向为电力电子，E-mail:；夏东伟（1963-），男，教授，研究方向为电力电子技术在电源工程中的应用，电机及其控制，E-mail:。整率，12 V主路输出调整率最小为0.92%，+24 V输出电压调整率次之为5.6%，12 V输出电压调整率最高为7.3%。4结语本文介绍了利用电流控制型芯片OB2269实现超宽输入范围3001 000 V的反激电源设计，体积小、结构简单、成本低。实验结果表明该电源在宽范围输入及输入电压变化时能够有效保证稳定供电，并且该电源效率较高和输出稳定等优点，具有良好的应用前景。参考文献：1 胡志强，王改云王远.多路单端反激式开关电源设计J.现代电子技术,2013,36（14）:162-165，170.2 杨荣峰，刘英，于泳，等.高输入电压单端反激式开关电源设计关键问题J.电源技术与应用,2011,37（5）:75-77，81.3 刘胜利.开关电源设计与制作实践M.北京:电子工业出版社,2011.4 李定宣，丁增敏.开关稳定电源设计与应用M.北京:中国电力出版社,2011.5McLyman Colonel Wm T.变 压 器 与 电 感 器 设 计 手 册M.北京:中国电力出版社,2008.6 郭津，马皓.超宽输入电压范围准谐振反激式电源的设计J.电力电子技术,2011,45（11）:22-25.7 李超，邹黎，夏时光，等.多路输出单端反激式开关电源的设计J.山东理工大学学报：自然科学版,2012,26（6）:106-110.8李华嵩，俞卞章，秦祖荫.反激式电源设计中MOSFET的选择与功耗验证 J.电力电子技术,2006,40（5）:107-109.图7电源效率随输入电压变化的曲线电源效率/%95908580753004005006007008009001000输入电压/V96