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第 27 卷 第 7 期2023 年 7 月电 机与控 制学报ElectricMachinesandControlVol.27No.7Jul.2023 基于负载电流的自适应脉冲序列控制移相全桥变换器刘城,陈正格,王磊,许建平(西南交通大学 电气工程学院,四川 成都 611756)摘 要:针对脉冲序列控制移相全桥 DC-DC 变换器输出电压纹波大、负载范围小的问题,提出了一种基于负载电流的自适应脉冲序列控制技术。在每一个开关周期,通过采样负载电流产生两组预设电流值,并由电压外环选择预设电流值,再由电感电流内环控制有效占空比,实现对移相全桥DC-DC 变换器的控制。分析了自适应脉冲序列控制移相全桥变换器的工作过程和控制原理,研究了不同负载时自适应脉冲序列控制移相全桥变换器的参数设计和输出电压特性。与传统脉冲序列控制和峰值电流控制相比,自适应脉冲序列控制优化了变换器的输出电压纹波,增大了负载范围,极大地提高了瞬态响应速度。最后,通过搭建额定输出电压电流为 28 V/4 A 的实验样机,验证所提出控制策略的可行性。关键词:负载电流;自适应;脉冲序列控制;电压纹波;负载范围;移相全桥变换器DOI:10.15938/j.emc.2023.07.009中图分类号:TM461文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)07-0077-09 收稿日期:2022-10-25基金项目:中国博士后科学基金(2021M702709);中央高校基本科研业务费专项资金(2682022CX017)作者简介:刘 城(1998),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;陈正格(1991),男,博士,助理教授,研究方向为电力电子与电力传动;王 磊(1996),男,博士,研究方向为电力电子与电力传动;许建平(1963),男,教授,博士生导师,研究方向为电力电子与电力传动。通信作者:陈正格Adaptive pulse train control for phase shift full bridge convertersbased on load currentLIU Cheng,CHEN Zhengge,WANG Lei,XU Jianping(College of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)Abstract:To address the large output voltage ripple and the narrow load operation range problem of pulsetrain(PT)controlled phase shift full bridge DC-DC converter,an adaptive pulse train(APT)based onthe load current was proposed.During each switch cycle,in the proposed control method the load currentwas sampled and two sets of current thresholds were generated.The outer voltage loop decides which cur-rent thresholds is used and the current inner loop generates the effective duty cycle to implement thephase-shift control.The principle and process of APT control technique were introduced.The output volt-age characteristics and the parameter design of APT control converter at different loads were studied.Onthe premise of enjoying much lower output voltage ripple,APT controlled phase shift full bridge DC-DCconverter has wide load operation range,and improve transient performance than the traditional PT andpeak current controlled converter.Finally,a prototype with rated output voltage and output current of28 V/4 A was built to verify the feasibility of the proposed control strategy.Keywords:load current;adaptive;pulse train control;voltage ripple;load range;phase shift full bridge0 引 言为提高开关变换器的效率和功率密度,需要采用软开关技术。移相全桥变换器(phase shift fullbridge,PSFB)通过控制超前桥臂开关管和滞后桥臂开关管的驱动信号间的移相时间,可以实现 PSFB变换器输出电压的控制1-4。利用 PSFB 变换器开关管的寄生电容和谐振电感,在开关管导通前开关管的体二极管导通,使开关管两端电压为 0,从而可以实现开关管的零电压导通。PSFB 变换器具有结构简单、效率高以及零电压开关等优点,在服务器电源和电池充电等中大功率系统应用广泛。谐振开关变换器通常是通过调整开关频率实现输出电压的控制,为在宽工作范围内实现零电压开关(zero voltage switch,ZVS),谐振开关变换器需要在较宽范围内调整开关频率,因此存在变换器滤波器设计困难的问题5。PSFB 变换器的开关频率恒定,但在宽输入电压范围和轻载时,很难实现ZVS6。自持振荡控制(self-sustaining oscillation con-trol,SSOC)可以减小频率变化范围7。自持移相调制(self-sustaining phase shift modulation,SSPSM)是SSOC 和移相控制的组合,可以在轻载时获得更高的效率8。DC-DC 变换器的脉冲序列(pulse train,PT)控制技术是一种非线性控制技术9-14。PT 控制使用预设的高功率控制脉冲 PH和低功率控制脉冲 PL,通过调整高功率脉冲 PH和低功率脉冲 PL的组合方式,调节开关 DC-DC 变换器的输出电压。PT 控制电路实现简单,具有快速的动态响应速度,但是,PT控制的负载范围受高功率控制脉冲 PH和低功率控制脉冲 PL的限制,存在负载范围窄的问题。同时,PT 控制预设的高功率控制脉冲 PH和低功率控制脉冲 PL为固定值,不随工作条件的改变而变化,存在输出电压纹波大的问题。文献15针对 PSFB 变换器提出了 PSFB 变换器的离散移相控制策略,提高了变换器瞬态响应速度,但变换器只能运行在 DCM模式,存在负载范围窄且输出电压纹波大的问题。针对 PT 控制 PSFB 变换器输出电压纹波大、负载范围窄的问题,本文提出了一种基于负载电流的自适应脉冲序列(adaptive pulse train,APT)控制技术,有效减小了输出电压纹波,增大了负载范围,提高了瞬态响应速度。本文研究了 APT 控制 PSFB 变换器的工作过程、控制原理及输出电压特性,揭示了APT 控制策略减小输出电压纹波的原理。最后,仿真和实验结果验证了所提出 APT 控制的可行性。1 自适应脉冲序列控制技术如图 1(a)和图 1(b)所示分别为 APT 控制 PS-FB 变换器控制框图及时域波形图。高功率脉冲 PH和低功率脉冲 PL对应的预设电流分别为 IH和 IL,Vo是输出电压,Vref是参考电压。APT 控制采用输出电压作为控制外环,电感电流作为控制内环。图 1 APT 控制 PSFB 变换器控制框图及时域波形图Fig.1 Schematic diagram and time domain waveformsof APT controlled PSFB converter控制外环选择预设电流,在开关周期开始时刻,当 VoVref时,控制器选择预设电流 IH,使开关周期内输出电压变化量大于 0;当 Vo Vref时,控制器选择预设电流 IL,使开关周期内输出电压变化量小于0。控制内环实现开关管的控制,开关周期开始时刻开关管导通,电感电流达到预设电流 Ipeak时开关管关断。PT 控制与 APT 控制采用相同的控制外环,不同之处是 PT 控制的预设电流 Ipeak是固定的,与负载无关。而 APT 控制的预设电流 Ipeak跟随负载电流Io进行调节,具有负载电流自适应性。87电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷APT 控制 PSFB 变换器的预设电流 Ipeak为:Ipeak=IH=kH(Io+C),(Vo Vref);IL=kL(Io+C),(Vo Vref)。(1)其中:C=(VinVo-nV2o)/(2LeqVinfs);kH、kL为高、低功率脉冲的控制系数;Leq=Lf+Lr/n2;n 为变压器匝比;fs为开关频率。稳态工作时,PSFB 变换器高功率脉冲 PH和低功率脉冲 PL的组合形成一个控制脉冲序列周期。控制器通过调整预设电流 Ipeak及高功率脉冲 PH和低功率脉冲 PL的组合方式,实现 PSFB 变换器的稳态控制。图 1(b)所示为 APT 控制 PSFB 变换器的开关管驱动信号 vs,输出电压 Vo,原边电感电流 iP,输出电感电流 iLf,原边变压器两端电压 VAB的波形。in,j(j=1,2,3,)为第 j 个开关周期的前半周期电感电流初始值;in+1,j(j=1,2,3,)为第 j 个开关周期的后半周期电感电流初始值。在每一个开关周期起始时刻采样输出电压 Vo和负载电流 Io,根据起始时刻输出电压 Vo和参考电压 Vref的比较,选择预设电流 IH和 IL。当 VoVref时,控制器选择预设电流IH,在 t0时刻开关管 S1导通,t0 t1时间内开关管 S1、S4同时导通,变换器原边向副边传递能量,电感电流iLf以斜率(Vin-nVo)/nLeq上升。t1时刻,电感电流iLf达到预设电流 IH,开关管 S4关断;经过 t1 t2死区时间后开关管 S3在 t2时刻导通,t2 t3时间内开关管S1、S3同时导通,电感两端电压为输出电压 Vo,电感电流以斜率-Vo/Leq逐渐减小,直到 t4时刻开关管S2导通,变换器进入后半周期工作。在 t4 t5时间内开关管 S2和 S3同时导通,变换器原边向副边传递能量,电感电流 iLf以斜率(Vin-nVo)/nLeq上升。t5时刻,电感电流 iLf达到预设电流IH,开关管 S3关断,经过 t5 t6死区时间后开关管 S4导通,t6 t7时间内开关管 S2、S4同时导通,电感电流iLf以斜率-Vo/Leq逐渐减小,直到 t8时刻本周期运行结束。当 Vo Vref时,控制器选择预设电流 IL,工作原理与上述类似,使输出电压降低。忽略谐振且输出滤波电容 Co较大时,PSFB 变换器的近似等效电路如图 2 所示。PSFB 变换器工作于电流连续模式时,输出电感电流峰值 Ip和负载电流 Io之间关系为IP=Io+VinVo-nV2o2LeqfsVin。(2)预设电流值 Ipeak可以表示为:Ipeak=IH=kHIo+VinVo-nV2o2LeqfsVin(),(Vo Vref);IL=kLIo+VinVo-nV2o2LeqfsVin(),(Vo Vref)。(3)图 2 PSFB 变换器近似等效电路Fig.2 Equivalent circuit of PSFB circuit设开关周期起始时刻输出电感电流为 in,1,则在电感电流上升阶段输出电感电流为iLf(t)=in,1+Vin/n-VoLeqt。(4)由 t=Ts2-tps时刻 iLf(t)=Ipeak,可得开关管S1、S4之间移相时间 tps为:tps=tps_H=Ts2-Leq(IH-in,1)Vin/n-Vo,(Vo Vref);tps_L=Ts2-Leq(IL-in,1)Vin/n-Vo,(Vo Vref)。(5)开关管 S1、S3同时导通阶段输出电感电流为iLf(t)=Ipeak-VoLeqt。(6)定义后半周期起始时刻电感电流为 in+1,1,后半周期工作原理与前半周期类似。开关周期开始时刻电感电流初始值统一为 in,则在一个开关周期内输出电压变化量 Vo为Vo=1CTs0iCdt=1C(Ipeak-in)(VoTs-LeqIpeak+Leqin)2(Vin/n-Vo)-4L2eqVo(Ipeak-in)2+V3oT2s8Leq(Vin/n-Vo)2-V3oLeq(Ipeak-in)22(Vin/n-Vo)4+TsIpeak-VoR()+V2oT2s8Leq(Vin/n-Vo)-VoT2s4Leq+V2o(Ipeak-in)(VoTs-LeqIpeak+Leqin)2(Vin/n-Vo)3。(7)97第 7 期刘 城等:基于负载电流的自适应脉冲序列控制移相全桥变换器则在一个开关周期内,APT 控制 PSFB 变换器输出电压变化量 Vo为:Vo=Vo_H,(Ipeak=IH,Vo Vref);Vo_L,(Ipeak=IL,Vo Vref)。(8)2 APT 控制 PSFB 变换器参数设计由上面分析可知,APT 控制 PSFB 变换器存在高功率脉冲 PH周期内输出电压变化量小于零的情况,即 Vo_H 0。为避免上述情况的发生,在设计 APT 控制参数时,应符合下面3 个条件:1)在开关周期起始时刻,电感电流 in小于预设电流 Ipeak,即 inIpeak,以保证开关周期内开关管导通后可以正常关断;2)在高功率脉冲 PH周期内,输出电压变化量Vo_H大于0,即 Vo_H0,以确保电压外环控制器选择预设电流 IH时开关周期内变换器的输出电压变化量大于 0;3)在低功率脉冲 PL周期内,输出电压变化量Vo_L小于 0,即 Vo_L0,以确保电压外环控制器选择预设电流 IL时开关周期内变换器的输出电压变化量小于 0。2.1 inIpeak控制域参数分析APT 控制 PSFB 变换器的输出电感电流存在以下几种情况:第 m 个开关周期选择预设电流 IL时,由图1(b)可知低功率脉冲 PL结束时刻的电流值,即第(m+1)个开关周期输出电感电流的初始值 in,m+1小于 IL也小于 IH,则第(m+1)个开关周期选择预设电流 IL或者 IH,inIpeak成立,即第(m+1)个开关周期开关管正常关断,变换器正常运行。第m 个开关周期选择预设电流为IH时,由图1(b)可知高功率脉冲 PH结束时刻的电流值,即第(m+1)个开关周期输出电感电流的初始值 in,m+1一定小于IH。此时,第(m+1)个开关周期预设电流可以选择为 IH或 IL,下面分别讨论这两种情况。若预设电流为 IH,inIpeak成立,开关管可以正常关断,变换器正常运行;若预设电流为 IL,则存在下面 3 种不同情况:1)高功率脉冲 PH结束时刻 in,m+1 IL,则 inIpeak不能实现,开关管导通后无法正常关断;故在设计电路控制参数时,应防止 in,m+1 IL发生。由式(4)和式(6)可得,高功率脉冲 PH结束时电感电流 in,m+1为in,m+1=IH-VoTs2Leq+V2oTs2Leq(Vin/n-Vo)-(IH-in,m)V2o(Vin/n-Vo)2。(9)为达到 inIpeak的条件,第(m+1)个开关周期预设电流选择为 IL时,第 m 个开关周期结束时的电流值 in,m+1应满足in,m+1 IL。(10)由式(9)和式(10)可得高功率脉冲 PH起始时刻输出电感电流 in,m应满足in,m(IL-IH+a)b。(11)其中:a=VoTs2Leq-V2oTs2Leq(Vin/n-Vo)+IHV2o(Vin/n-Vo)2;b=(Vin/n-Vo)2V2o。高功率脉冲 PH结束时刻 in,m+1=IL时,由式(6)可知低功率脉冲 PL结束时电感电流 in,m+2为in,m+2=IL-VoTs2Leq+V2oTs2Leq(Vin/n-Vo)。(12)当第(m+2)个开关周期的预设电流选择 IH时,低功率脉冲 PL结束时刻电感电流 in,m+2,即第(m+2)个开关周期的电流初始值需要满足式(11),即in,m+2(IL-IH+a)b。(13)2.2 IH、IL控制参数域分析设计 PSFB 变换器主电路参数 Vin=300 V,Vref=24 V,fs=100 kHz,变压器匝数比 n=5.5,谐振电感 Lr=10 H,输出电感 Lf=15 H,输出电容Co=440 F。根据 Vo_H0、Vo_L0 的区域内选取预设电流 IH可以保证开关周期内输出电压变化量大于 0;在 Vo_L 0、Vo_L 0、Vo_L Vref)。(15)由式(15)看出,在一个开关周期内通过调节变换器的输入电压 Vin、输出电压 Vo、预设电流上限Ipeak的参数值,可以改变 PSFB 变换器输入传递到负载的能量。移相全桥变换器的一个脉冲序列周期由H个高功率脉冲 PH和 L个低功率脉冲 PL组合构成。由图 4 可知,PT 控制时,选取 IH=12、IL=7 时,负载范围为 3 8 A;APT 控制时,IH、IL的数值随负载电流变化,变换器在 2 12 A 的负载范围内均可稳定运行。PT 控制的负载功率范围在最大功率VinLeq(I2H-i2n)/(Vin-nVo)和最小功率 VinLeq(I2L-i2n)/(Vin-nVo)之间;在不同运行工况,控制器通过调整高、低功率脉冲的数量和组合方式以实现变换器的稳定运行。增大 PT 控制变换器的功率范围,需增加预设电流 IH、IL,但增大了输出电压纹波,严重影响变换器的输出特性。由式(15)可知,APT 控制策略通过控制预设电流 Ipeak,可以调整一个开关周期内输入传递到负载的能量。PT 控制 PSFB 变换器中,预设电流为固定值;而 APT 控制的预设电流 Ipeak随着负载电流进行调节,因此,APT 控制 PSFB 变换器具有更宽的稳定运行负载范围。图 4 不同负载电流时,Ipeak和 Io的关系曲线Fig.4 Relation curve of Ipeakas a function of Iounderdifferent load current3.2 输出电压纹波分析稳态工作时,PSFB 变换器的 H个高功率脉冲PH和 L个低功率脉冲 PL组合构成一个脉冲序列周期,输出电压在高功率脉冲 PH内的变化量和低功率脉冲 PL内的变化量相等。如图 5 所示为负载电流Io=4 A 时一个脉冲序列周期的输出电压纹波波形,该脉冲序列周期由 2 个高功率脉冲 PH和一个低功率脉冲 PL所组成,在此脉冲序列周期内,输出电压纹波为 V=Vo_L+VH,on,其中:Vo_L表示在一个低功率脉冲 PL内的输出电压变化量;VH,on表示在高功率脉冲 PH内开关管 S1、S4同时导通期间输出电压变化量。因此,在 H个高功率脉冲 PH和 L个低功率脉冲 PL组成的一个脉冲序列周期内,输出电压纹波为V=LVo_L+VH,on。(16)负载 Io=4 A 时,一个脉冲序列周期内高功率脉冲 PH数量是低功率脉冲 PL数量的二倍。将第二节给出的主电路参数和控制系数代入式(16),可得18第 7 期刘 城等:基于负载电流的自适应脉冲序列控制移相全桥变换器图 6 所示一个脉冲序列周期内输出电压纹波 V 随预设电流 IH的变化曲线。从图 6 中可知,随着预设电流 IH的增大,输出电压纹波逐渐增大。当控制器中预设电流 IL为恒定值时,变换器的负载功率范围随着预设电流 IH的增大而增大,由图6 可知,预设电流 IH的增大会增大输出电压纹波。图 5 一个脉冲序列周期内的输出电压纹波Fig.5 Output voltage ripple within a pulse train cycle图 6 V 随着 IH的变化曲线Fig.6 V as a function of IH在传统 PT 控制中,预设电流 IH、IL的选择时需要同时考虑输出电压纹波及负载功率范围 2 个因素,而在本文所提出的 APT 控制中,通过增加负载电流的采样,使得预设电流 IH、IL的数值随负载电流变化,预设电流 Ipeak具有负载电流自适应性,变换器工作在不同负载时选取相应的 IH、IL,变换器的输出电压纹波在全负载范围内均较小。由上面分析可知,APT 控制策略可以运行在更宽的负载范围,同时实现输出电压纹波的优化。4 仿真及实验波形4.1 仿真分析采用第二节给出的主电路参数和控制系数,搭建 PSIM 仿真并得出实验结果。APT 和 PT 控制变换器的输出电压波形如图 7 所示。APT 控制和 PT控制 PSFB 变换器输出电压 Vo、输出电压纹波 Vo_RIP与负载电流 Io的关系如图 8 所示。图 7 APT 控制和 PT 控制对比分析Fig.7 Comparison analysis of APT and PT controlledPSFB converters图 8 APT 控制和 PT 控制 PSFB 变换器输出特性Fig.8 Circuit performances of APT and PT controlledPSFB converters由图 8(a)可知,APT 控制 PSFB 变换器从最小负载电流2 A 到最大负载电流12 A 的输出电压跌落较小,负载调整率为0.25%;而 PT 控制 PSFB 变换器从最小负载电流 3 A 到最大负载电流 8 A 的输出电压逐渐减小,负载调整率为 0.56%。可知 APT 控制PSFB 变换器具有更高的输出电压调节精确度。28电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷由图 8(b)可以看出,随着负载电流的增大,变换器的输出电压纹波逐渐变大;PT 控制变换器的输出电压纹波为 85 186 mV,APT 控制 PSFB 变换器的输出电压纹波为 56 184 mV。同时,可以看出APT 控制和 PT 控制 PSFB 变换器的稳定运行负载范围分别为 2 12 A 和 3 8 A,APT 控制策略变换器的负载范围有较大提升。如图 9 所示为负载 Io=4 A 时 APT 控制 PSFB变换器输出电压和输出电感电流的仿真波形。由图 9可知,输出电压稳态波形由 2 个高功率脉冲 PH和一个低功率脉冲 PL组成。变换器工作在电感电流连续模式,在高功率脉冲 PH,输出电压上升;在低功率脉冲 PL,输出电压下降。图 9 Io=4 A 时 APT 控制 PSFB 变换器仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of APT controlledPSFB converter at Io=4 A4.2 实验结果采用第二节给出的主电路参数和控制系数,设计了额定输出为 28 V/4 A 的移相全桥实验样机,如图 10 所示。为消除占空比 D 0.5 时峰值电流控制 CCM 开关变换器存在的次谐波振荡,在实验中加入了斜坡补偿16。图 10 实验样机Fig.10 Experimental prototype图 11 所示为输入电压 Vin=300 V、负载电流Io=6 A 时 APT 控制 PSFB 变换器的稳态波形,变换器输出电压 Vo=24 V。图 11 Io=6 A 时 APT 控制 PSFB 变换器实验波形Fig.11 Experimental waveforms of APT controlled PS-FB converter at Io=6 A图 12 和图 13 分别是不同负载电流时,PT 和APT 控制 PSFB 变换器的开关管驱动信号 vs1和 vs4、输出电感电流 iLf和输出电压纹波 Vo_RIP的稳态波形,由图 12和图 13 可以看出,在相同工作情况下,负载电流 Io=3 A 时,PT 控制和 APT 控制 PSFB 变换器的输出电压纹波分别为 250 mV 和 100 mV;负载电流Io=4.5 A 时,PT 控制和 APT 控制 PSFB 变换器的输出电压纹波分别为 340 mV 和 140 mV。由图 12和图 13 也可看出,APT 控制的 IH、IL随负载电流进行调节,而 PT 控制的 IH、IL保持不变,故 APT控制变换器运行时的稳态输出电压特性更好。图 12 PT 控制 PSFB 变换器的实验波形Fig.12 Experimental waveforms of PT controlledPSFB converter38第 7 期刘 城等:基于负载电流的自适应脉冲序列控制移相全桥变换器图 13 APT 控制 PSFB 变换器实验结果Fig.13 Experimental waveforms of APT controlledPSFB converter图 14 所示为负载跳变时峰值电流控制和 APT控制 PSFB 变换器开关管驱动信号 vs1和 vs4、输出电压纹波 Vo_RIP及负载电流 Io的波形,负载从 60 W 跳变到 156 W 时,峰值电流控制和 APT 控制 PSFB 变换器的输出电压分别经过 3.9 ms 和 0.45 ms 进入稳态,APT 控制 PSFB 变换器的输出电压跌落更小。实验表明,APT 控制方法极大地提高变换器瞬态响应速度。此外,3 种技术控制 PSFB 变换器的实验对比结果如表 1 所示。表 1 3 种控制技术的对比Table 1 Comparison of three control techniques 参数PT 控制峰值电流控制APT 控制负载范围/A3 62 72 7电压纹波/mV200 43070 15088 174调节时间/ms0.163.40.3电压跌落/mV3201 000400从表 1 中可以看出,在同样工作情况下,与 PT控制相比,APT 控制 PSFB 变换器的输出电压纹波更小,稳定运行的负载范围更大;与峰值电流控制相比,具有更快的瞬态响应。负载从 3 A 跳变到 6 A时,APT 控制 PSFB 变换器只需要 0.3 ms 即可进入稳态,峰值电流控制 PSFB 变换器则需要 3.4 ms 进入稳态,且峰值电流控制变换器输出电压跌落更大。与传统 PT 控制相比,APT 控制牺牲了少许动态响应性能,但是极大地提高了负载工作范围且优化了输出电压纹波,扩大了应用场景。同时,相比峰值电流控制输出电压纹波仅高出 20 mV 的情况下,APT控制极大地提高了瞬态响应能力。综合分析,APT控制的 PSFB 变换器仍具有一定的性能优越性。图 14 峰值电流控制与 APT 控制 PSFB 变换器的瞬态响应实验波形Fig.14 Transient response experimental results of APTand peak current controlled PSFB converters5 结 论本文提出了一种基于负载电流的自适应脉冲序列控制技术,通过采样负载电流产生预设电流 IH和IL,控制器通过调节脉冲序列周期内高功率脉冲 PH和低功率脉冲 PL的数量和组合方式,实现变换器的调节。本文详细分析了 APT 控制 PSFB 变换器的工作过程和控制原理;根据变换器一个开关周期内输出电压变化量,研究了 APT 控制 PSFB 变换器的参数设计和输出电压特性,并优化电路参数以实现低输出电压纹波和宽负载范围;从功率范围和输出电压纹波两方面对比分析了 APT 控制和 PT 控制的输出特性。最后,仿真和实验结果表明,提出的 APT控制具有低输出电压纹波、宽负载范围及快速瞬态48电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷响应的性能。参 考 文 献:1 TENG Jenhao,LIU Binhan.Three-stage dead-time adjustmentscheme for conversion efficiency enhancement of phase-shift 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