绿色模式准谐振反激控制.doc

绿色模式准谐振反激控制
新一代节能的AC/DC电源控制系统必须采用绿色模式的准谐振式工作，减少EMI，提高效率，降低待机损耗。T1公司的UCC28600以另一种特色技朮解决上述要求，UCC28600主要特点如下：
u 极低待机功耗＜150mW，符合欧洲新的绿色能源标准。
u 准谐振式工作，降低EMI，降低开关损耗。
u 极低起动电流最大仅25μA。
u 可调过压保护，包括输入线路过压及输出电压过压。
u 芯片内部过热保护，降温到某一水平后重新起动。
u 过流保护，逐个周期式限流及打呃式保护。
u 强输出驱动能力，有0.75A输出，1A漏入能力。
u 软起动可调节。
u UCC28600主要用于LCD-TV，MONITOR及机顶盒电源，各种AC/DC适配器，充电器，输出功率可到200W。
工作描述
UCC28600系一款新技朮设计的省能源，高水平保护，低成本的AC/DC解决方案。结合频率折返，猝发模式工作，降频工作等使电源在空载，轻载时达到最低功耗，由UCC28600及UCC28051组成的AC/DC简图如图1。

图1 UCC28600和UCC28051组成的AC/DC适配器电源电路
UCC28600的内部方框电路如图2。

图2 UCC28600的内部等效方框电路
UCC28600共计8个PIN，各PIN功能如下：
1PIN SS软起动，接一电容到GND，内部电流源为其充电，改变电容即改变充电时间，改变软起动时间。故障时，此电容即放电，经由内部一支小MOSFET放电，降下SS端电压，也即降下内部FB端电压，做到峰值电流限制。
2PIN FB反馈输入或控制输入，从光耦直接送到PWM比较器，用于控制功率MOSFET的峰值电流，内部有一支20KΩ电阻从此端接到5V基准，所以光耦之光电三极管可直接接入。此端电压控制着IC的三个工作模式，准谐振（QR）模式，频率折返（FFM）模式及猝发模式（Borst Mode）。
3PIN CS电流检测输入端，调节功率限制，可调制过流保护，CS端电压输入从电流检测电阻接入，再用两端之间的电阻值大小调节功率限制。
4PIN GMD公共端，从Vcc到GND用0.1μF的旁路电容旁路。
5PIN OUT输出驱动端，源出0.75A，漏入1A，输出电平为Vcc到GND。
6PIN VDD IC供电端，能量从辅助绕组供应，为防止起动过程中的打呃工作，还要一支较大的储能电容作旁路。
7PIN OVP过压保护端，检测输入线路的OVP，负载的OVP经QR开启给出，用初级偏置绕组同时进行上述三种功能。
8PIN STATUS有源高电平开路漏极信号，作待机模式用，并用它去禁止PFC的Vcc供应。
UCC28600是一个多种模式的控制器，如图3，图4所示，工作模式取决于线路及负载条件，在各种工作模式下，UCC28600终止输出为高电平信号系基于开关电流，于是UCC28600总是工作在电流模式控制，所以功率MOSFET的电流总是要限制的。
在正常工作模式下，FB端命令UCC28600的工作模式在电压阈值上，如图2所示。软起动及故障时除外，软起动模式由硬开关控制变换器工作在40KHz，在VFB低于Vss，UVLO起作用时，软起动模式被锁住，软起动状态恢复直到UVLO关断之后。
在正常工作负载时（从100%～30%负载），UCC28600控制变换器在准谐振下工作（QRM）或断续电流下工作（DCM），此时DCM工作将频率箝制在130KHz。在10%～30%负载时，变换器工作在频率折反模式下（FFM），此时，峰值开关电流恒定，输出电压稳压由频率调制解决，有效地工作在FFM，结果用恒定的伏秒积常数给反激变换器变压器的每个周期，FFM下的调整率用改变开关频率的方法实现，范围为130KHz～40KHz。在最轻载时（＜10%）变换器进入猝发工作模式，频率为40KHz，猝发模式的平均频率与FFM的40KHz时相同，因为猝发模式下用同样的伏秒积控制技朮，保持在待机工作的临界状态中间，这由变换器的设计参数决定。见下面图2。
图2 UCC28600FB端的控制模式
细节方框功能图见图5、图6、图7、图8。在所有工作模式下，控制器都是电流型控制，此即UCC28600监视FB端电压作出的决定，以相应地改变工作模式。

图3 UCC28600的控制流程 图4 UCC28600在不同模式的工作频率

图5 振荡器电路细节 图6 箝制模式电路细节
准谐振及DCM出现在VFB反馈电压在2.0～4.0时，相应地CS端电压在0.4V～0.8V，逐个周期的功率限制利用一个固定的0.8V CS限制电压，过流关断阈值在图8中给出，在QR中功率限制特色示于图7。给CS的偏移电压还正比于线路电压，功率限制特色用RPL调节。
准谐振/DCM控制
准谐振（QR）及DCM工作出现在反馈电压VFB在2.0V～4.0V之间。在运转时，CS峰值电压系在0.4V～0.8V。在此控制模式，OUT的上升沿总是出现去磁谐振振铃的谷底处，谷底开关是QR工作的必须部分，谐振谷底开关是用来使系统箝制在最高频率的。换句话说，在DCM中频率变化为使开关出现在第一个谐振谷底，即7.7μs（130KHz）处，注意CS端有一内部电流源1/2 I LINE，它是逐个周期式功率限制功能的控制要素之一。

图7 UCC28600的QR检测电路细节

图8 UCC28600的故障逻辑电路细节
频率折返式控制
频率折返模式是用故障逻辑执行的，如图8。模式箝制电路见图6。在最小工作频率时，内部振荡器的锯齿波有4V峰值，0.1V谷底。当FB端电压在2.0V～1.4V之间时，FB-CL信号命令振荡器成压控振荡器（VCO），并能箝制振荡器电压，此外箝制振荡器限制VCO工作在40KHz～130KHz之间，FB-CL电压由调制比较器送回来有效地箝制折回的CS电压到0.4V。
猝发模式控制
猝发模式控制由故障逻辑进行（见图8）及绿色模式电路（见图6）。OSC-CL信号箝制猝发模式工作频率在40KHz之下，于是此时FB电压在1.4V～0.6V之间，控制器命令传至负载的能量不得超出。在此运行时，误差高而VFB低，此时VFB降到0.6V，输入脉冲终止，直到VFB升到0.7V。在此模式控制器工作在滞后控制，OUT脉冲在DC电压达到0.4V时终止，功率限制令开关OFF，然后再重新ON。此时VFB电压要达到1.4V，如图7。猝发模式减少了平均开关频率，减少了开关损耗，提高了转换效率。
故障逻辑
先进的逻辑控制，结合故障检测提供了合适的功率供给，这种提供条件终止保护状态，线路过压(OVP)负载过压(OVP)都由此方框执行，它还可防止内部基准低于4.5V时去工作，如果故障被检测出来，如过热，线路OVP，负载OVP，基准电压低落，则UCC28600即关断。
参看图8，图7，为调整负载的OVP，选择Rovp1-Rovp2分压比到3.75V为关断电压，为调节线路OVP，则选择Rovp1-Rovp2合成去驱动450μA电流，此时V ovp为2.5V。
振荡器
振荡器如图5所示，内部设置触发点及箝制到130KHz最高，40KHz最低，在猝发模式下，又低于40KHz。
状态端子
状态端子为开漏极输出，如图8所示。状态端子的输出在VFB降到0.6V以下时，进入关断状态。在VFB端升到1.4V以上时重新回到开启状态。这个端子用来控制PFC级的供电，如图9所示。执行此功能的关键元件包括Q1、RST1及RST2，电阻RST1及RST2的选择使Q1饱合，以便给PFC控制IC供电。而在绿色模式下，状态端子变为高阻抗RST1令Q1关断，使PFC控制IC关断，进入省电型。如果必要可用一支18V齐纳二极管和电阻（Rcc）接到Vcc处。以确保PFC控制器安全工作。

图9 绿色模式下用状态端子控制PFC部分的关断电路
工作模式的调节
工作模式边界的调节由变压器及四个元件RPL、Rcs、Rovp1及Rovp2执行。变压器特性影响模式系因其初级磁化电感和输出电压幅度（折返到初级的幅度），受MOSFET输出电容及变压器漏感的影响，设计过程要选择磁化电感及三种模式下次级折返到初级的电压。应对最大负载及最高输入电压之下，实际电感在磁化电感和MOSFET漏极处测出的电容之间的谐振要计及在内。这是调节工作在QR/DCM边界的条件，其它由振荡器绿色模式决定。
上面四个元件，RPL、Rcs、Rovp1及Rovp2必须调节设置好，它们会互相作用。UCC28600的设计计算在后面给出，为实现设计目标，仔细地在变压器参数和电阻值之间实现平衡。
保护功能及特色
UCC28600具有很多保护特色，这是一款全新的特色设计，细述如下：
u 过热保护。
芯片过热保护点设置在140℃，当温度降下15℃后重新恢复正常工作。
u 逐个周期功率限制。
在每个周期结束时，CS端电压超出0.8V，即达到过功率限制点。
u 电流限制。
当初级电流超过最大电流水平时，即CS端为1.25V电压时，器件再次关断重试。
u 过压保护。
线路及负载的过压保护由变压器匝比Rovp1及Rovp2调节，OVP端有一个0-V电压源，能源出电流不能漏入。
线路过压保护出现，此时OVP箝在0V，当偏置绕组变为负向，OUT=HI或谐振时，O-V电压源箝制OVP到0V，从OVP端源出电流，它与线路-OVP比较器和QR检测电路成镜像，如果OVP电压大于3.75V线路-OVP比较器开始关断程序，并被关断。
u 欠压锁定。
此项保护用来应对不适宜的偏置条件，欠压锁定监视VDD，并防止其在UVLO阈值下工作。
实际设计中的注意点
u 非正常电流检测值
电阻Rcs，RPL，Rovp1、Rovp2必须调整设置好，以确保变换器的正常功能，但经常有Rcs值不是最理想，因为电流检测电阻太粗糙，很难满足功率限制的允许误差。这要用下面推荐的再大些的Rcs值，加上一个“塞文”电阻分压器解决，以此实现所要的理想的RPL值，如图10所示。

RDCS为理想值，但不标准。

Rcs可能的标准值电阻。
图10 如何调整RSENSE的电阻值
u 吸收回路的阻尼。
变压器漏感与MOSFET的漏源电容的谐振可能导致虚假的负载的OVP故障，在尖刺2μS延迟后的负载OVP检测造成误动作，此偏置绕组的检测过冲及振铃是因为其与初级线圈很好地耦合，现在用一个R2CD吸收回路来消除这个问题，如图11所示。阴反电阻加到RCD吸收回路减小振铃，放在漏极的电容及电感之间，此时吸收回路的二极管已经换向关断。

图11 (a) RCD吸收回路 (b) 波形 (c) R2CD吸收回路 (d) 波形
设计R2CD的方法如下：过程与RCD类同，然后加入阻尼电阻RSNUB2。
取
选择电容给ΔVSNUB，
取RSNUB1给CSNUB放电。

取Q值在1.7～2.2。

对最原始的选择的ΔVSNUB

用UCC28600和UCC28051（PFC）设计的120W，19.4V输出的适配器电路如图12，图13。

图12 UCC28051组成的PFC级电路

图13 UCC28600组成的QR等模式的PWM的后级电路

设计的PCB板如图14～图15。

图14 PCB板的正面图

图15 PCB板的背面图