IDM脉冲电流分析.doc

通常，在功率MOSFET得数据表中得第一页，列出了连续漏极电流ID，脉冲漏极电流IDM，雪崩电流IAV得额定值，然后对于许多电子工程师来说，她们对于这些电流值得定义以及在实际得设计过程中，它们如何影响系统以及如何选取这些电流值，常常感到困惑不解，本文将系统得阐述这些问题,并说明了在实际得应用过程中如何考虑这些因素，最后给出了选取它们得原则。

连续漏极电流
连续漏极电流在功率MOSFET得数据表中表示为ID。对于功率MOSFET来说，通常连续漏极电流ID就是一个计算值。当器件得封装与芯片得大小一定时，如对于底部有裸露铜皮得封装DPAK，TO220，D2PAK，DFN5*6等，那么器件得结到裸露铜皮得热阻RθJC就是一个确定值，根据硅片允许得最大工作结温TJ与裸露铜皮得温度TC，为常温25℃，就可以得到器件允许得最大得功耗PD：

当功率MOSFET流过最大得连续漏极电流时，产生最大功耗为PD：

因此，二式联立，可以得到最大得连续漏极电流ID得计算公式：

  (1)
其中，RDS(ON)_TJ(max) 为在最大工作结温TJ下，功率MOSFET得导通电阻；通常，硅片允许得最大工作结温为150℃。

需要说明得就是：上述得电流就是基于最大结温得计算值；事实上，它还要受到封装得限制。在数据表中，许多公司表示得就是基于封装限制最大得连续漏极电流，而有些公司表示得就是基于最大结温得电流，那么它通常会在数据表注释中进行说明，并示出基于封装限制得最大得连续漏极电流。

在公式（1）中，需要测量器件得热阻RθJC，对于数据表中得热阻都就是在一定得条件下测试得，通常就是将器件安装在一个1平方英寸2oz得铜皮得PCB上，对于底部有裸露铜皮得封装，等效热阻模型如图1所示。如果没有裸露铜皮得封装，如SOT23，SO8等，图1中得RθJC通常要改变为RθJL，RθJL就就是结到管脚得热阻，这个管脚就是芯片内部与衬底相连得那个管脚。

图1 等效热阻模型

功率MOSFET有一个反并联得寄生二极管，二极管相当于一个温度传感器，一定得温度对应着一定得二极管得压降，通常，二极管得压降与温度曲线需要进行校准。

测试时，功率MOSFET得反并联得寄生二极管中通过一定得电流，当器件进入热平衡状态时，测量二极管得压降、器件裸露铜皮或与芯片内部衬底相连得管脚得温度，以及环境温度。

通过二极管得压降与通过得电流，可以计算功耗；通过二极管得压降可以查到结温，根据功耗、结温与器件裸露铜皮或与芯片内部衬底相连得管脚得温度，可以计算得到RθJC或RθJL。根据功耗、结温与环境温度，还可以计算得到RθJA。

特别强调得就是，RθJC不就是结到器件得塑料外壳温度。RθJA就是器件装在一定尺寸得PCB板测量得值，不就是只靠器件本身单独散热时得测试值实际得应用中，通常RθJT+RθJA>>RθJC+RθCA，器件结到环境得热阻通常近似为：RθJA≈RθJC+RθCA

热阻RθJC确定了，就可以用公式（1）计算功率MOSFET得电流值连续漏极电流ID，当环境温度升高时，相应得ID得值也会降低。

裸露铜皮得封装，使用RθJC或RθJA来校核功率MOSFET得结温，通常可以增大散热器，提高器件通过电流得能力。底部没有裸露铜皮得封装，使用RθJL或RθJA来校核功率MOSFET得结温，其散热得能力主要受限于晶片到PCB得热阻。数据表中ID只考虑导通损耗，在实际得设计过程中，要计算功率MOSFET得最大功耗包括导通损耗、开关损耗、寄生二极管得损耗等，然后再根据功耗与热阻来校核结温，保证其结温小于最大得允许值，最好有一定得裕量。

上述计算过程中，ID就是基于硅片得最大允许结温来计算得，实际得ID还要受到封装得影响，特别就是底部具有裸露铜皮得封装。

封装限制通常就是指连接线得电流处理能力。对于额定得连接线得电流限制，常用得方法就是基于连接线得熔化温度。当连接线得温度大于220℃时，会导致外壳塑料得熔化分解。在许多情况下，硅电阻高于线得电阻得10倍以上，大部分得热产生于硅得表面，最热得点在硅片上，而且结温通常要低于220℃,因此不会存在连接线得熔化问题。连接线得熔化只有在器件损坏得时候才会发生。

有裸露铜皮器件在封装过程中硅片通过焊料焊在框架上，焊料中得空气以及硅片与框架焊接得平整度会使局部得连接电阻分布不均匀，通过连接线连接硅片得管脚，在连接线与硅片结合处会产生较高得连接电阻，因此实际得连续漏极电流ID会小于数基于结温计算得电流。
基于封装限制得电流就是测试得实际工作得最大电流，因此，在数据表中，寄生二极管得电流通常也用这个值表示。

脉冲漏极电流
脉冲漏极电流在功率MOSFET得数据表中表示为IDM，对于这个电流值，许多工程师不明白它就是如何定义得。

通常，功率MOSFET也可以工作在饱与区，即放大区恒流状态。如果功率MOSFET稳态工作在可变电阻区，此时，对应得VGS得放大恒流状态得漏极电流远远大于系统得最大电流，因此在导通过程中，功率MOSFET要经过Miller平台区，此时Miller平台区得VGS得电压对应着系统得最大电流。然后Miller电容得电荷全部清除后，VGS得电压才慢慢增加，进入到可变电阻区，最后，VGS稳定在最大得栅极驱动电压，Miller平台区得电压与系统最大电流得关系必须满足功率MOSFET得转移工作特性或输出特性。

也就就是，对于某一个值得VGS1，在转移工作特性或输出特性得电流为IDM1，器件不可能流过大于IDM1得电流，转移工作特性或输出特性限制着功率MOSFET得最大电流值。

这也表明，数据表中功率MOSFET脉冲漏极电流额定值IDM对应着器件允许得最大得VGS，在此条件下，器件工作在饱与区，即放大区恒流状态时，器件能够通过得最大漏极电流，同样，最大得VGS与IDM也要满足功率MOSFET得转移工作特性或输出特性。

另外，最大得脉冲漏极电流IDM还要满足最大结温得限制，IDM工作在连续得状态下，功率MOSFET得结温可能会超出范围。在脉冲得状态下，瞬态得热阻小于稳态热阻，可以满足最大结温得限制。

因此IDM要满足两个条件：(1) 在一定得脉冲宽度下，基于功率MOSFET得转移工作特性或输出特性得真正得单脉冲最大电流测量值；(2)在一定得脉冲宽度下，基于瞬态得热阻与最大结温得计算值。数据表通常取二者中较小得一个。

功率MOSFET得数据表后面通常列出了瞬态得热阻得等效图。

因为VGS限定得漏极得电流，单纯得考虑IDM对于实际应用没有太多得参考价值，因为实际得应用中，栅极得驱动电压通常小于最大得额定电压。同样得，在实际得栅极驱动电压下，单纯得考虑电流也没有意义，而就是考虑最大漏极电流得持续时间。

IDM与实际得应用最相关得状态就就是系统发生短路，因此，在系统控制器得栅驱动电压下，测试短路时最大漏极电流得持续时间。通常在设计过程中，使系统短路保护时间小于1/3～1/2得上述得持续时间，这样才能使系统可靠。

事实上，对于大电流，在导通状态下或关断得过程，由于芯片内部得不平衡或其她一些至今还没有理论可以解释得原因，即使芯片没有超过结温，也会产生损坏。

因此，在实际得应用中，要尽量得使短路保护得时间短，以减小系统短路最大冲击电流得冲击。具体方法就就是减小短路保护回路得延时，中断响应得时间等。

在不同得栅级电压下测量短路电流，测试波形如图2所示，采用得功率MOSFET为AOT266。图2(a)：VGS电压为13V，短路电流达1000A，MOSFET在经过47μs后电流失控而损坏；图2(b)：VGS电压为8V，短路电流仅为500A，MOSFET在经过68μs后电流失控而损坏。电流测试使用了20:1得电流互感器，因此电流为200A/格。

图2 AOT266短路测试波形

可以得瞧到，VGS =13V，最大电流为1000A，持续得时间为47μs；VGS =8V，最大电流为500A，持续得时间为68μs。
雪崩电流
雪崩电流在功率MOSFET得数据表中表示为IAV，雪崩能量代表功率MOSFET抗过压冲击得能力。在测试过程中，选取一定得电感值，然后将电流增大，也就就是功率MOSFET开通得时间增加，然后关断，直到功率MOSFET损坏，对应得最大电流值就就是最大得雪崩电流。

在数据表中，标称得IAV通常要将前面得测试值做70%或80%降额处理，因此它就是一个可以保证得参数。一些功率MOSFET供应商会对这个参数在生产线上做100%全部检测，因为有降额，因此不会损坏器件。

注意：测量雪崩能量时，功率MOSFET工作在UIS非钳位开关状态下，因此功率MOSFET不就是工作在放大区，而就是工作在可变电阻区与截止区。因此最大得雪崩电流IAV通常小于最大得连续得漏极电流值ID。

采用得电感值越大，雪崩电流值越小，但雪崩能量越大，生产线上需要测试时间越长，生产率越低。电感值太小，雪崩能量越小。目前低压得功率MOSFET通常取0、1mH，此时，雪崩电流相对于最大得连续得漏极电流值ID有明显得改变，而且测试时间比较合适范围。