三电平变频器.docx

随着近年来对高质量，高可靠性电源系统的需求不断发展，生产的总电能中，越来越多的电能必须经过电力电子技术实行能量变换后，再用于民用、工业或军事的需要。而逆变器是对电能进行变换和控制的一种关键器件，具有输出高质量电压波形的能力。高性能数字信号处理器（DSP）的飞速发展，使数字化逆变器系统成为今后发展的潮流。本文主要对NPC三电平逆变器系统进行了分析和研究：1以中点钳位式三电平逆变器的基本拓扑结构为基础，阐述了三电平逆变器的运行机理。2在两电平逆变器基础上详细研究了三电平逆变器中空间电压矢量调制技术的基本原理，提出了一种采用最近三矢量法合成参考矢量的空间矢量脉宽调制算法，给出了小三角形区域判断规则、合成参考电压矢量的相应输出电压矢量作用顺序和作用时间以及开关信号的产生方法。由于中点电位的不平衡是二极管钳位式三电平逆变器运行过程中比较严重的问题，本文分析了不同矢量对中点电位的影响，并得出通过对成对小矢量的作用时间分配能够控制中点电位的结论。逆变器控制系统在控制策略上采用电压型PWM逆变控制，并用TI公司的DSP芯片TMS320LF2407A、XILINX公司的CPLD芯片XC95144XL、相应的驱动电路和高速数据采集电路等实现这种闭环控制。另外，本文还通过MATLAB仿真软件对基于空间矢量调制的SVPWM波控制的二极管钳位式逆变器进行了仿真，对逆变后的电压和电流波形以及波形谐波畸变率进行了分析,并验证了三电平逆变器较两电平逆变器的优越性。关键词：DSP;逆变;二极管钳位式;SVPWM;仿真AbstractIn recent years, with high quality, high reliability of power system needs constant development, the production of total power, more and more power must pass power electronic technology transformation of energy, then for civilian use, industrial and military needs. And inverter is electric transformation and control of a key components, with high quality output voltage waveform ability. High-performance digital signal processor (DSP) rapid development, make the digital inverter system become the trend of development in the future.This paper mainly to the NPC three-level inverter system analysis and research:1. The halfway point in the ground-clamp type three-level inverter based the basic topological structure, this paper expounds the three-level inverterThe operation mechanisms.2. In two level inverter based on a detailed study of the three-level inverter in space voltage vector modulation technology,The basic principle, put forward a kind of the last three vectorsynthesis method of vector space vector reference pulse width modulation calculate Method, gives small triangle area judge rules, synthetic reference voltage vector corresponding output voltage vector function Order and function and switch time signal generation method.Due to the halfway point of the potential imbalance is the ground-clamp diode type three-level inverter in the process of operation is a relatively serious problem, this paper analyzes the different vector to point the influence of the electric potential, and that the pair small vector by the role of the distribution of time to control the halfway point of the potential conclusions. Inverter control system control strategy in the voltage source PWM inverter control, and the DSP TMS320LF2407A TI company, XILINX company XC95144XL CPLD chip, the corresponding drive circuit and high speed data acquisition circuit to realize the closed-loop control. In addition, this paper also through MATLAB simulation software based on space vector modulation of the wave to control of diode SVPWM embedded a type inverter is simulated, and the inverter to the voltage and current waveform and waveform harmonic distortion rate is analyzed，And verify the three-level inverter is two level inverter superiority.Keywords: DSP； inverter； diode embedded type；space vector；simulation目录第一章绪论1课题研究背景及意义1研究现状及特点2拓扑结构选择3本文的主要目的、任务、技术指标及主要内容6第二章二极管钳位式三电平逆变器主电路的设计8二极管钳位式逆变电路拓扑8逆变器工作状态分析9第三章三电平SVPWM简化控制算法12引言12基于参考电压分解的SVPWM简化算法12两电平统一电压调制算法13三电平SVPWM简化算法15三电平SVPWM与SPWM的统一16第四章中点平衡2141 中点电位不平衡的原因2142 三电平逆变器中点电压波动分析21421 三电平逆变器中点电压波动定性分析21422 对三电平逆变器中点电位波动的定量分析23第五章三电平逆变器的硬件设计265.1 系统构成26主电路设计26母线电容的选择26功率器件的选择27变压器的选择27输出滤波器设计30控制电路设计31简介及特点32、CPLD接口电路375.3.3 SVPWM波形的产生37、采样电路设计405.5 驱动电路设计43其他外围电路设计46第六章系统软件设计50计算模块50主控制程序及中断程序设计51第七章三点平逆变器的仿真567.1 MATLAB简介56系统仿真环境-Simulink56三电平逆变器的仿真实现57仿真结果分析与总结61结论62参考文献63文献翻译65致谢105附录106第一章 绪 论逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机交流发电机的旋转方式逆变技术，发展到二十世纪六、七十年代的晶闸管逆变技术，而二十一世纪的逆变技术多数采用了MOSFET、IGBT、GTO、IGCT、MCT 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（DSP）控制。由于电力电子器件技术的限制，器件耐压水平有限，比较成熟的高压GIBT耐压只能达到3300V，耐压6500V的IGBT尚未正式商品化。而且高压大电流器件普遍价格昂贵，往往耐压上一个等级，价格翻了数倍，大大增加了装置成本。在高压大功率的应用场合。考虑到器件的耐压，电流和成本，为了获得高电压等级的功率变换，传统逆变器只能靠器件的串并联来实现，而串并联会带来开关器件的静、动态均压、均流以及驱动信号同步等一系列问题，大大增加了系统的复杂程度，降低了系统的可靠性。两电平逆变器的大功率化还有很多新的问题，如较大的dy/dt和di/dt对器件及电机的冲击非常大的提高了负载的绝缘要求。电磁干扰、电磁兼容、轴电压、轴电流和长线传输问题的研究都处于起步阶段，这对系统的稳定性可靠性有极大的影响。1981年，日本长冈科技大学的A.Nbace等人首次提出了中点钳位式三电平逆变器，而后又推广至多电平逆变器。多电平逆变器不同于两电平变换器，其中采用电容或独立电源等方式产生多个电平，通过将多个功率器件按一定的拓扑结构组成可提供多电平输出的逆变电路，其主要目的是以尽量多的电平输出来逼近理想的正弦波形，从而减弱输出波形中的谐波影响。在获得高压输入输出特性的同时，多电平逆变器也减轻了器件上的高压应力，可以使用较低电压等级的器件构造高压变流器，解决了器件串并联带来的问题。多电平逆变器的出现，是电力电子技术发展的一个里程碑，它使得高压变频调速技术迅速走向了实用化，让我们看到了高性能控制在高压变频技术上的应用的希望。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋须怀疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。能源短缺和环境污染是人类当前面临的共同的世纪性难题。20世纪70年代以来两次世界性的能源危机以及当前环境问题的严重性，引起世界各国对节能技术的广泛关注。我国能源生产和消费已列世界前茅，但仍远远满足不了工业生产和人民生活发展的需要。由于缺电，正常的生产秩序被打乱，造成巨大的经济损失；在能源十分紧张的情况下，浪费现象仍十分严重。从20世纪90年代以来，以高压IGBT、IGCT为代表的性能优异的复合器件的发展引人注目，并在此基础上产生了很多新型的高压大容量变换拓扑结构，成为国内外学者和工业界研究的重要课题，使得传统上在大功率应用领域中占主导地位的SCR、GTO及其变换器结构受到强有力的挑战在工业发达国家，兆瓦级的高压多电平逆变器已有产品大量投入市场，并应用于电力机车牵引、船舶电力推进、轧钢、造纸、油气田、无功补偿等高性能系统中。我国也有不少单位在研究、开发和引进高压大容量多电平变换器的技术和设备。三电平逆变器的结构较简单，其电路拓扑形式从一定意义上来说可以看成多电平逆变器结构中的一个特例，它的中点钳位及维持中点电位动态平衡技术、功率器件尖峰吸收缓冲电路、PWM算法简化及控制策略、高压功率器件的驱动及系统的工作电源等也是多电平逆变器控制需要研究解决的问题。从目前功率开关器件发展的水平来看，短时间还不可能出现耐压上万伏的器件，多电平技术是解决高压大功率变频调速的一个有效途径同时在当前电力系统高压直流输电的趋势下，多电平技术在电力输配电方面也有着重要的作用。因此，本课题以二极管钳位的三电平逆变器作为研究对象，深入地研究其PWM算法及控制策略，系统地研究其电路组成和控制原理，对三电平技术乃至多电平技术的工程应用都有重要的意义。目前多电平技术研究的热点主要集中以下几个方面：（1）基于多电平逆变器基本结构单元组合思想提出新的拓扑结构和多电平逆变器的建模。（2）基于控制自由度组合思想提出新的控制策略。（3）多电平软逆变器开关技术的研究。（4）多电平技术在DC-DC中的应用。而目前多电平逆变器研究的难点主要集中多电平逆变器技术所固有的一些缺陷，例如这种技术开关管子比较多，控制比较复杂；中点钳位结构的多电平逆变器中，存在直流侧电压平衡问题等因此随着相关技术的发展和新型控制策略的提出，多电平技术将会发展到一个新的阶段。经过世界各地学者多年的研究发展，多电平技术主发展出了众多的拓扑结构，如:二极管箱位式(Diode Clamped);飞跨电容式(Flynig C Paacotir);级联型多电平变流器(Case Inverter)。通用型多电平拓扑(Generalized Multilevel Topology)等，各种拓扑结构除了以上多电平结构的共有特点外，还各有其适用场合和特性，现分别简要介绍如下。飞跨电容钳位式飞跨电容钳位式逆变器是1992年由TAMeynard和HFoch提出来的，其拓扑如图11所示。和二极管钳位式相比，用电容取代了钳位二极管，即通过电容来进行钳位。图飞跨电容钳为型三电平逆变器图1.1为一个三相全桥飞跨电容式三电平逆变器的主电路原理图。由图可见，这种电路时利用飞跨在串联开关器件之间的串联电容进行钳位该电路对于相同的输出电压可以有不同的开关状态组合得到。这种开关组合的可选择性，为这种电路用于有功功率变换提供了可能性。但同时会带来控制上的复杂性和器件开关频率高于基频频率的问题。与二极管钳位式电路类似，飞跨电容型三电平电路也可推广到n电平，每相所需开关器件2（n-1），直流分压电容(n-1),钳位电容（n-1）（n-2/2个。飞跨电容式多电平逆变器的特点如下;优点:1)电平数量越多，输出电压谐波含量越少;2)器件在基频下开通关断，损耗小，效率高;3)可控制无功和有功功率，因而可用于高压直流输电:4)使用不同的开关组合，可使得电容电压平衡。缺点:1)需大量的箱位电容;2)用于有功功率传输时控制复杂，开关损耗大;3）存在电容电压不平衡问题。与二极管钳位式逆变器相比，它的开关选择更为灵活。在合成同一空间电压矢量时有较多的选择，以使直流侧电容电压保持均衡，从而对该种拓扑的逆变器控制策略进行优化。但同时，在省去大量二极管的同时又引入了大量电容，使得系统的体积和成本增加。其次因为在输出同一电平时有不同的开关组合，使得系统的控制变得复杂。级联型多电平逆变器级联式逆变器又称为隔离直流电源式逆变器，是多电平逆变器家族中出现最早的一种1975年EHammond提出了采用隔离的直流电源作输入，多个H逆变桥输出端相串联的结构。通过几个独立直流电源合成一个期望的电压，拓扑结构如图12所示(图中只画了相，其余两相与之相同)图1.2 级联型三电平逆变器级联型三电平逆变器不需要额外的钳位二极管或者电容，通过每级四个开关器件的任意组合输出三种不同的电压值，这种拓扑结构存在以下优点：(1)器件在基频下开通和关断，损耗小，效率高；(2)不需要额外的钳位二极管或者电容，易于封装和模块化设计；(3)无直流侧电压不均衡的问题；(4)电平数越多，输出电压谐波含量越小。缺点：1)存在着需要多个独立直流电源，当采用不控整流得到这些直流电源时，为减小对电网的谐波干扰，通常采用多绕组曲折变压器的多重化来实现。这种变压器体积庞大，成本高，设计困难。2）不易实现四象限运行。二极管钳位型三电平逆变器二极管钳位型逆变器又称中性点钳位型(Neutral Point Clamped-NPC)逆变器。电路结构由ANabce等人在1980年JAS年会上提出，以两电平逆变器为基础，直流侧电容数量增加到两个，每相桥臂开关管数量由两电平的两个变为四个，并在每相桥臂上增加钳位二极管。从而在正、负两种电平的基础上，加入了一个0电平，变成三电平，使得输出电压波形的正弦度提高，波形质量有一定改善。具体拓扑结构图如图13所示。二极管钳位式逆变器特点有：(1)每个开关器件承受的直流侧电压值降低为直流侧电压值的一半；波形质量得到改善的同时降低了开关频率；图1.3 二极管钳位三电平逆变电路(2)电压上升率dvdt降低为两电平变流器的一半；(3)输出电压电平数的增多，每个电平相对幅值降低，电压变化减小，电流脉动降低，降低了电磁干扰；(4)三相中某项输出电压为零时有电流流入或流出直流侧电容中点，当流入与流出电流不相等时造成上下电容电压不等，中点电位漂移，影响输出电压波形质量；(5)同一桥臂上的功率器件的开关频率不同，桥臂中部的功率开关和靠近直流母线侧的功率开关相比，前者的导通时间远大于后者，所承担的负荷也较重。造成开关器件的利用率不同。这三种拓扑结构都有一些共同的优点，如都适合予高压大容量场合，都具有EMI程度低的特点，效率都比较高等，但同时因为拓扑上的差异，使得它们都有一些各自的特性。三种多电平拓扑都其有适合于高电压大容量场合的优点，但在实现的时候则需要考虑很多方面，如拓羚结构的简单性实现的容易性以及成本高低等多方面来考虑。从多电平逆变器拓扑结构上来讲，飞跨电容式具有电容较多的缺点，并且由于高压场合的电容体积较大，当电平数增加时将变得难以忍受。独立直流电源的级联式拓扑虽然比较简单，但需要多个独立直流电源，实现起来困难。相对来说，二极管钳位式拓扑有它的优势：(1)电路拓扑简单，同时由于钳位二极管体积较小，所以相对于飞跨电容式来讲易于扩展到更多电平的逆变器当中去。(2)控制简单，易予用TI公司的数字信号处理器(DSP)，Microchip公司的DSP 等芯片实现而飞跨电容式由于开关模式的多样性使得数字实现困难。(3)相对于飞跨电容式大量的电容以及独立直流电源式所需的大量开关器件，二极管钳位式拓扑成本较低。综合以上几点，本课题选择二极管钳位式作为多电平逆变器的拓扑，同时由于是原理性研究所以多电平当中最简单的一种一三电平作为研究对象。今后如有需要可以扩展到更多电平的逆变器。1.4本文的主要目的、任务、技术指标及主要内容传统的两电平逆变器在高压、大功率场合往往需要开关管承受很高的电压，如果采用高频逆变，还会导致很高的电压应力，开关管的损耗也很大，但是如果频率太低，输出波形的质量又会很差。而多电平逆变器通过自身拓扑结构的改变，增加了输出电平数，从而提高了输出电压并且降低了输出波形的谐波含量。虽然理论上多电平逆变器输出的电平数越多越好，但是实际中如果电平数超过了三将会遇到许多困难，如硬件电路过于复杂；如何保持直流侧电容电压的平衡等。因此本文选择二极管钳位型三电平逆变器作为主要的研究对象。毕业设计（论文）的任务1、熟悉题目要求，查阅相关科技文献2、方案设计（包括方案论证与确定、技术经济分析等内容）3、系统设计：硬件和软件设计（其还包括理论分析、设计计算、仿真实验及数据处理、设备及元器件选择等）4、撰写设计说明书（毕业论文），绘制图纸5、指定内容的外文资料翻译6、其它毕业设计（论文）的主要参数、技术指标 输入电压:0一1200VAC直流母线电压最大值:1600V输出三相电压:O一1200VAC额定输出电流:40ARMS最大输出电流:60ARMS输出频率:0一180Hz本文的主要的内容如下：(1)对电力电子技术的发展前景进行了综述，研究了多电平逆变器的发展前景及三电平逆变器中空间电压矢量调制技术的基本原理及本课题的重要意义。(2)详尽的研究了二极管钳位三电平变流器的工作状态，设计要点和难点（3）介绍了设计过程中器件材料的选择，驱动保护电路的原理介绍和设计，采样电路的基本原理及设计，设计过程中所用到的电源的设计，基于DSP和CPLD的数字控制平台。（4）通过MATLAB仿真软件对三电平逆变器SVPWM中点电压平衡控制方法进行了仿真，并分析输出电压/电流的THD（谐波畸变率）,证明了该方法的正确性。采用TI公司的TMS320LF2407数字信号处理器作为信号处理器件，完成了大部分软件的编制，通过评估板获得了触发脉冲，并完成成了系统硬件电路设计。第二章 二极管钳位式三电平逆变器主电路的设计对于两电平的逆变电路来说，电路输出的相电压有：和2。(为直流侧输出电压)两种电平。如果能使逆变电路的相电压输出更多的电平，就可以使其波形更接近正弦波。这种电也称为中点钳位型(NPC)逆变电路，图21是中点钳位三电平逆变电路图。 图2.1 二极管钳位三电平逆变器 该电路的每一相桥臂有四个开关元件、4个续流二极管和两个钳位二极管。两个串联器件的中点通过钳位二极管和直流侧电容的中点相连接。钳位二极管的作用是在开关管导通时提供电流通道防止电容短路。在图21所示的三电平逆变器主电路结构中其中，平均每个主管承受正向阻断电压为直流侧母线电压的一半。与传统的两电平拓扑结构相比较，中点钳位式三电平逆变器主要： 优点是器件具有2倍的正向阻断电压能力。能减少谐波和有效地降低开关频率，从而使系统损耗小，如从开关频率达到同样输出性能指标来衡量，三电平的开关频率将是两电平的15；且其电压上升率(dv/dt)比两电平通用逆变器降低一半，污染电气性能的电流上升率(didt)也随之减少，能明显降低损害电机的绝缘性能而延长其工作寿命；随着电平数增加，每个电平幅值相对降低，电压变化减少，主电路电流含有的脉动成分小，转矩脉动和电磁噪声降低；若三电平逆变器接上中点悬空的三相对称的星形负载，则负载中将不会有3的倍数次谐波电流流过。从三电平逆变器主电路的一相桥臂的结构出发，四个开关器件开关状态共有16种，但由于T1与T3是逻辑非的关系(同样T2与T4也是逻辑非的关系)因此有效状态只有3种情况下面以A相为例，来描述相电压的三种输出状态。(1)给T1、T2导通触发脉冲，T3、T4关断时：如负载电流为正方向(假设负载电流由逆变器流入负载方向为正，反之为负)，电流流过T1、T2，忽略管压降，A相输出电压U=/2；如负载电流为负方向，电流流过D1、D2，A相输出电压是U=/2。(2)给T2、T3导通触发脉冲，T1、T4关断时：如负载电流为正方向，电流流过D5、T2，A相输出电压U=0；如负载电流为负方向，电流流过T3、D6，A相输出电压U=0。(3)给T3、T4导通触发脉冲，T1、T2关断时：如负载电流为正方向，电流流过T3、T4，A相输出电压U=-/2如负载电流为负方向，电流流过D3、D4，A相输出电压U=-/2。在分析控制策略之前，有必要先了解一下二极管箝位式三电平逆变器的工作情况，包括逆变器的三种工作状态以及状态之闻的转换过程。三电平逆变器的每一个桥臂有4个开关元件，以U相为例，为Sl、S2、S3、S4。有三神正常的开关模式，当Sl、S2导通时，U相输国为正电平；当S2、S3导通时，U相输出为零电平；当S3、S4导通时，U相输出为负电平。以U相为例(其余V相、W相工作情况与之相同)，可以分以下三种工作状态。表21三电平变流器开关状态和功率管开通关系开关状态T1T2T3T41ONONOFFOFF0OFFONONOFF-1OFFOFFONON(a) (b)图2.3 P状态示意图(1)P状态，即Sl、S2导通，而S3、S4关断。数学运算时以“l”表示。当U相电流为正时(定义流出逆变器方向为正，流入逆交器方向为负)，电流从Cl正极经Sl、S2流出，如图22(a)；当U相电流为负时，电流经开关管的反并二极管D4、D3流向C|正极，如图2.2(b)。(2)O状态，即S2、S3导通，而Sl、S4关断。数学运算时以“O表示。当U相电流为正时，电流从C2正极经箝位二极管Dl、S2流出，如图2。4(a)；当U相电流为负时，电流经S3、D2流向C2正极，如图24(b)(a) (b) 图2.4 O状态示意图3)N状态，帮S3、S4导通，而Sl、S2关断。数学运算时以“-l表示。当U相电流为正时，电流从C2负极经D5、D6流出，如图25(a)；当U相电流为负时，电流经S3、S4流向C2负极，如图2。5(b)。(a) (b)图2.5 N状态示意图相邻状态之间转换时有一定的时间间隔，称之为死区时间(Dead Time)，即从P到O的过程是：先关断Sl，当一段死区时间后Sl截止，然后再开通S3；从0到N的过程是：先关断S2，当一段死区时间后S2截止，再开通S4。N到O以及0到P的转换与上述类似。如果在Sl没有完全被关断时就开通S3，则Sl、S2、S3串联直通，从而直流母线高压直接加在S4上，导致S4毁坏。所以在开关器件的触发控制上，一定的死区时间间隔是必要的。同时需要注意的是，这三种状态间的转换只能在P与O以及O与N之间进行。决不允许在P与N之间直接转换，否则在死区时间里，一相四个开关容易同时连通，从而将直流母线短接，其后果将不堪设想。同时，这样操作也会增加开关次数，导致开关损耗的增加。所以，P和N之间的转换必须以O为过渡。第三章 三电平SVPWM简化控制算法常规的查表式矢量发生技术思路清晰容易接受，但算法复杂，需要预先存储大量的数据表格，而且涉及较多的三角函数运算，DSP处理起来较复杂且速度慢。此外，对于二极管箱位式三电平电路还存在一些其他问题需要解决，例如直流侧中点电位平衡控制问题等，这更在一定程度上增加了PWM算法的实现难度。因此，需要对常规方法的改进，以尽可能简化SVPWM算法的实现难度。现有的简化算法，主要围绕两种思路对SVPWM算法进行改进。一种思路是通过适当分解参考电压矢量来实现简化计算目的。另一种是通过选取恰当的坐标系对参考电压矢量进行分解计算，因为一些学者经过研究发现，参考电压所选择的-正交坐标系是导致SVPWM计算复杂的根本原因。上述的两种简化思路都可以达到降低算法复杂度的目的，并且可以应用到多电平变换电路的矢量发生算法中。但是比较来看，第一种思路更加直观便于理解，而且对中点电位平衡控制等结合更方便。所以，本文采用了一种将参考电压矢量分解为基矢量和两电平矢量，然后用类似两电平空间矢量的方法确定构成小三角形三个顶点的基本矢量，以及计算对应的作用时间的算法。在本章中将重点对这种简化控制算法进行介绍， 常规矢量发生算法是两电平的最近矢量合成算法中推演得到的，而算法复杂程度却加深了。其实对于两电平SVPWM算法的研究已经比较成熟，其中发展出一些两电平的，简单、运算量相对更小的算法。然而这些简化算法拓展到三电平SVPWM算法中却很困难。因此能否从另外的思路出发;设法将三电平的矢量化简到两电平矢量，在两电平下进行矢量作用时间的计算。这一方面可以对三电平进行降阶处理(转化为两电平)，避免了处理众多矢量;另一方面也可以直接利用两电平下的简单算法。 在本节中首先介绍一种两电平SVPWM的快速算法，而后重点介绍实现上述三电平简化的一种算法。两电平统一电压调制算法 空间矢量调制算法复杂的一个主要原因是需要判断参考电压所在的区域并进行相邻矢量组合等，它们占据了微处理器的大量工作时间。而三角波调制常采用的规则采样法虽然不存在矢量调制的问题，实现容易、控制线性度好，但是直流侧电压利用率却较低。统一电压调制(Unified Voltage Modulation)算法充分融合了两种方法的优点，通过对规则采样法三相作用时间的修正得到与空间矢量调制相同的输出效果，而算法大为简化。统一电压调制算法通过引入一个有效作用时间(Effective Time)的概念得到一组各相作用时间的计算公式，通过改变其中与有效作用时间相关的时间量，直流侧电压。，有 （3-1）上式为假想作用时间计算公式，其中称为三相假想作用时间。对其进行排序，则对于两电平逆变器除了零矢量000和111两个外其他六个矢量都能使直流侧与交流侧之间发生功率变换，称为有效开关状态。定义在一个开关周期中，有效开关状态下的作用时间的总和称为有效作用时间，则其实际上为 (3-2)而有效作用时间在一个开关周期中是距中间时刻一段时间对称分布的。因此，可引入偏移时间t对假想作用时间进行修正计算得三相实际作用时间其中。式3-13-3就是统一电压调制算法的表现形式，合理的配置偏移时间就可以实现不同的调制算法。对于规则采样的正弦波调制算法。其偏移时间为结合式3-l3-4，就可得到规则采样法的三相作用时间。图3.1 规则采样法和统一电压调制法的关系 对于两电平的SVPWM算法，在调制波形上与规则采样SPWM的区别在于两种零矢量的时间分配，SVPWM有，而规则采样法的和不一定相等，也正因此造成了电压利用率和输出电压谐波的不同。如果在统一电压调制公式中合理配置使输出时间可以得到，就可以得到SVPWM的效果了。两个零矢量的作用时间分别为：如令综合公式3-1、3-3、3-6 即为两电平统一电压调制的空间矢量调制的表现形式，可以看出通过统一电压调制方法实现SVPWM，避免了区域判断和空间矢量组合，计算量大为简化。此外，从统一调制算法可以看出两电平SVPWM和SPWM可以通过零序分量的控制建立一种统一关系。 (a) (b)图3.2 三电平空间矢量图的简化三电平SVPWM简化算法 上述的两电平SVPWM计算方法比较简单，如果能将三电平空间矢量分解为几个两电平的空间矢量的组合，将使得三电平SVPWM的计算得到简化。从这个思路出发，仔细观察三电平空间矢量图3.(a)，可以发现图形可以分解为六个六边形的组合，而每个六边形恰与传统两电平空间矢量图相同，其中心为中心六边形的顶点，也是三电平的6个小矢量的顶点。图3.2b可以清晰的看出其中关系。 (1)参考电压矢量修正基于以上分析，只要将三电平逆变器的参考电压矢量分解为对应的两电平矢量，就可以将三电平空间矢量的计算化简为两电平下的计算。 在进行分解之前首先对整个空间矢量范围进行分区以便确定参考电压矢量究竟在哪一个六边形中进行分解，为此将矢量空间分为hl-h6等六个区域。相邻的六边形有重叠的区域，当参考电压落在重叠区域中时，可以有两种选择，在本文中为了便于处理，可将相邻六边形的重叠区域等分，如图3.2(b)所示.参考电压矢量具体所在区域可以在三相坐标系下通过图3、3所示的方法判断得到。确定了参考电压所在的六边形区域，就可以根据六边形的中心矢量对三电平下空间矢量进行分解。下面以图3、4中位于h1区的参考电压矢量的分解为例做具体分析。参考电压矢量吸;按照传统三电平空间矢量调制的最近三矢量合成法，并做简单的变换可得:显然，矢量即为两电平下的电压矢量，且由公式（3-7）可证明转化为两电平下各矢量的作用时间与传统三电平下计算结果相同。因此可以看出减去所在六边形的中心矢量就可以得到一个新的参考电压矢量：该矢量就是两电平下等效参考电压矢量，可以用下式表示：T=- (3-8)(3)三电平输出开关矢量两电平中得到的状态只有(0,1)两种开关状态，要将其计算出的开关时间应用到三电平中，还要根据参考电压所在的六边形区域对这个开关状态进行反修正，即加(或减)六边形中心的一组开关状态。本文采用在两电平开关状态下按六边形16的不同分别加上开关状态(100，110，010，011，001，101)。按这种调制方式得到开关状态为常用的七段式对称输出方式，。然而却不需要预先存储输出开关矢量表，减小了微处理器的数据存储量，这也是这种简化算法的一个优点。调制后矢量输出顺序为100-200-210-211-210-200-100.三电平SVPWM与SPWM的统一 基于参考电压矢量分解的三电平空间矢量简化调制算法，通过将三电平参考电压矢量修正到两电平下通过统一电压调制算法计算出开关作用时间，再反修正到三电平下输出控制开关器件，从上述的介绍中可见这种算法不论是在运算量上还是在数据存储量上都比传统算法大大简化。而且，这种算法还可以拓展到多电平的空间矢量调制算法中，通用性较强。载波SPWM调制和空间矢量调制方法的思路和出发点都不同，但是最终都能实现很好的控制效果。较分析载波层叠法的原理如图3.5所示。在两电平调制算法中节介绍的统一电压调制算法通过偏移时间的选取可以得到SPWM与SVPWM在输出电压的等效关系，体现了两种调制算法的统一。然而，三电平的SPWM与SVPWM之间是否也存在这样的统一关系，一些学者对这一问题进行了论证，下面我们以两电平统一电压调制的分析思路来推证一下两者之间的等效关系。从几何关系可知三相作用时间为 其中， 0 改写成统一电压调制模式，为图中的三相输出作用为则下面以图3.6中所给出的载波周期的参考电压为例证明SPWM与SVPWM的等效条件。前以述及两电平载波调制与空间矢量调制就即带入到式3-13中，可得三相作用时间从图3.9中的开关状态所对应的矢量可知，在空间矢量图中参考电压矢量所在的区域为A3，是图3.4中参考电压矢量所在位置。对于上节的简化算法来开，参考电压矢量在h1扇区，中心矢量为=。则上式可以改写为上式可转化为式3-18得到的结果形式与基于参考电压分解的三电平简化算法通过式3-10得到结果完全一致。因此，三电平的载波调制与空间矢量调制在形式上和输出效果上可以达到统一，两电平统一调制方法的结论在三电平中同样适用。对于两种调制算法建立关系的桥梁仍然是零序分量，但是不同于两电平，而是广义零序分量。在