2MW风力发电并网逆变器研究应用与设计.doc

2 MW风力发电并网逆变器研究与设计
仇志凌 陈国柱 浙江大学电气学院 310027

摘要：针对兆瓦级风电并网逆变器主电路研制中存在并联扩容、开关频率较低和LCL滤波器难以优化设计等问题，提出了采用交流侧串接电感再进行并联均流方案，采用载波移相技术提高变流器等效开关频率，提出了LCL滤波器设计原则，并给出了上述设计理论根据和实现办法。通过对2兆瓦风电变流器主电路仿真验证了上述技术方案。
核心词：兆瓦级并网逆变器、电感均流、低开关纹波电流、载波移相、LCL滤波器

1 引 言

随着能源紧张和环境问题日益严重，新能源发电技术，如风力发电和光伏发电等越来越受到人们注重。风力发电由于单机容量大、成本低，在现阶段更具备吸引力，在世界范畴内其总装机容量得到了迅速增长。当前，风力发电正在朝着更大单机容量发展，兆瓦级机组在国外已经投入大规模商业运营，5～6兆瓦机组也已开始试运营。相应，大容量机组对并网逆变器容量提出了较高规定。为了满足大容量规定，逆变器并联扩容成为了必然选取。
既有并联方式重要有功率模块直接并联、功率模块交流侧串接电感再并联和以UPS为代表系统级并联。但采用何种简朴、可靠并联方式保证一定均流效果需要仔细研究。
并网逆变器会引入附加谐波，因而注入电网电流谐波大小是一项重要指标，受到了人们广泛关注。IEEE Std929－和IEEE Std.P1547原则[1]对并网发电电源系统注入电网电流谐波做出了严格限制，总谐波失真（THD）不大于5%，3、5、7、9次谐波不大于4%，11～15次不大于2%，35次以上不大于0.3%。
对于处在线性调制区SPWM或SVPWM逆变器，低次谐波含量基本都能满足原则，而开关频率纹波需要采用低通滤波器进行衰减以达到原则规定。理论上高开关频率和低滤波器截止频率可以获得满意滤波效果。但兆瓦级并网逆变器受到开关损耗制约难以获得较高开间频率。老式并网逆变器采用单电感滤波，由于其较低衰减倍率，必要采用较大电感量才干保证滤波效果，这会导致较大电感压降，并不适合兆瓦级应用场合。LCL滤波器具备在较小滤波器参数条件下依然保持较好滤波性能长处，但在设计过程中需要对3个参数进行选用，难以做到优化设计。
本文针对兆瓦级并网逆变器研制中存在难点，以2兆瓦风电变流器为目的进行了研究。对于并联扩容问题采用了交流侧串接电感办法进行均流，对开关频率较低问题采用载波移相技术[9]提高了等效开关频率，对LCL滤波器设计问题在进行了进一步理论分析基本上提出了一套行之有效设计办法。仿真成果证明了上述设计方案有效性。
2 主电路构造和原理分析
图1是2 MW风电并网变流器主电路构造图。该电路把风电机组输出直流电能通过三相半桥逆变电路转换成工频50 Hz交流电能馈入690 V三相交流电网。

图1 2 MW风力发电系统网侧变流器主电路框图
2.1 并联扩容
该电路功率为2 MW，输出电压690 V，受既有IGBT功率模块容量限制，必要采用并联扩容才干满足系统容量规定。本方案采用三台相似容量三相半桥模块（block）并联，以达到额定容量。
既有并联技术重要有功率模块直接并联、交流侧串电感并联和基于独立装置系统级并联。所谓器件级并联就是功率模块桥臂中点直接进行并联。这种并联方式最直接，系统构造比较简朴，其缺陷是均流效果受器件自身特性影响较大。器件间均流涉及稳态均流和动态均流两个方面。所谓稳态均流指是并联模块开通后来模块间均流效果，需要采用正温度系数模块。动态均流是指器件在开通、关断过程中，由于各模块开关速度不一致导致均流问题。其规定各并联模块驱动信号拥有良好一致性，且模块交流侧需要串联微亨级小电感以抑制开关过程中电流不平衡。总之，器件级并联均流效果完全由器件自身特性决定，况且微亨级小电感也不易实现，风险较大。
串电感并联是指各并联桥臂中点串联电感后再进行并联。这种并联方式构造稍嫌复杂，但串联电感引入可以有效改进均流效果。当桥臂串流电感后由于感抗普通都要比IGBT等效电阻大诸多，故模块间均流效果就重要由电感一致性决定，受模块自身特性影响很小。此外对主功率布线一致性规定也可以减少，由于线路等效电感比串联电感小诸多。因此串联电感并联方式风险比较小，是一种比较稳妥选取，固然，为了保证均流效果，电感量一致性需要得到保证。而电感在制造过程中电感量误差普通在5%左右，但均流效果直接由电感量误差决定，不会失控。此外，这种并联方式还为载波移相应用提供了前提条件，后文还会进行详细分析。
系统级并联重要应用于UPS并联。与串电感并联相比，这种并联方式把控制器一并集成到各并联单元中，消除了控制器单点故障。并且系统灵活性大大提高，可以进行简朴组合满足各种容量规定。但事实上，在变流器系统中主功率模块是易损部件，数字控制器并不是那么容易出错。此外，把个各并联模块控制器分散后来对并联系统协调控制会存在问题。因而，系统级并联方式并不适合本系统。
综合考虑上述各方案，器件级并联虽然构造简洁但均流风险较大。系统级并联在控制一致性方面会有问题，且控制器冗余意义不是太大。串电感并联虽然构造比器件级并联复杂（但要比系统级并联简朴），但均流风险小，还可以应用载波移相技术。因而，本系统采用串电感并联方式。
2.2 载波移相技术
图2 3桥臂载波移相原理图

对于兆瓦级逆变器，由于主功率模块承受电压、电流较大，工作环境极其恶劣。为了减少损耗和对散热器规定，因此普通都采用较低开关频率，本系统开关频率为3 kHz。但较低开关频率对开关纹波滤除效果会带来较大负面影响，导致滤波其体积、重量较大，且较大电感量还会导致较大基波压降。为了提高等效开关频率，本变流器采用了载波移相技术。
载波移相就是把N个并联桥臂三角载波初相位按载波数在1个载波周期内均分，这样并联点后电流等效开关频率为桥臂实际开关频率N倍，达到了频率倍增效果。
图2就是3个桥臂载波移相原理图。上方是调制波和3个并联桥臂移相载波，中间是3个并联桥臂上管驱动脉冲，下方是3个并联桥臂上管驱动脉冲合成图。从驱动脉冲合成图可以很明显地看到等效开关频率是实际开关频率3倍。咱们还可以发现，串联电感存在是实现载波移相必要条件。从中间图可以看到桥臂1上管开通时桥臂2和桥臂3上管在某些时刻是关断，也就是它们下管在这些时刻是开通，由于并联桥臂接在同一种直流母线上，这就意味着如果没有电感直流母线就会短路。因此串联电感存在对于载波移相是必不可少。
载波移相技术虽然成倍提高了等效开关频率，但如前所述，它还会带来谐波环流问题，这不是咱们所但愿。过大谐波环流会导致均流电感上较大损耗，还会增长功率模块开关损耗。为了减小谐波环流影响，均流电感电感量不能选得太小，这会增大电感体积、重量和基波压降。因此，电感量选用需要折衷考虑。
2.3 LCL滤波器原理分析
LCL滤波器相比较单L滤波器具备在较小LC参数下依然保持较好开关纹波滤除效果优势。考虑到2 MW逆变器1670 A额定电流，为了有效控制滤波电感上压降，电感量选取必要进行严格限制，因此LCL滤波器是比较适合本变流器。
图3 LCL滤波器原理图

但该滤波器在设计过程中有三个参数进行选用，很难做到优化设计，给设计导致了很大困难。由于LCL滤波器在转折频率处有270°相位滞后，对闭环系统稳定性带来了较大威胁，因此既有文献[2]~ [6]重要集中如何对其进行稳定控制方面，而对滤波器自身设计讨论较少。文献[7]对LCL滤波器设计原则进行了讨论，但没有分析电感压降问题。文献[8]进一步讨论了电感压降、损耗、阻尼电阻和谐振频率，但设计过程过于复杂且没有直接和总串联滤波电感量有关联。为了合理地进行LC参数选用，对LCL滤波器工作原理进行进一步分析是非常必要。
网侧LCL滤波器原理图如图3所示。图中，UO为PWM变流器输出电压，US为网侧电压，L1为第一种滤波电感，R1为L1等效电阻，L2为第二个滤波电感，它包括了电网变压器漏感，R2为L2等效电阻，C为滤波电容，R3为电容支路串联阻尼电阻。
LCL滤波器模型可以当作：L2支路和电容支路C并联，它们再和L1串联，L2支路电流就是L2支路和电容支路对串联电流分流。依照该思路，可以建立LCL滤波器传递函数。
变流器输出UO到输出电流I2传递函数H（S）为
（1）
R1和R2是滤波电感等效串联电阻，其值较小，为了减化模型，可以将其忽视。这样，（1）式可简化为
（2）
LCL滤波器设计，一方面依照性能指标规定注入电网开关频率电流幅值和PWM变流器输出开关频率电压幅值拟定电压－电流衰减比，然后由（2）式得到满足该衰减比L1、L2和C三个参数约束方程。但一种方程中包括三个参数，显然解不唯一，这给设计带来了困难。因此还需要找出L1、L2和C取值变化对滤波性能影响。
① L1决定桥臂电流纹波
由前分析，L1上电流IS是由L1感抗XL1和电容支路和L2支路并联阻抗XL2C决定。电容C和L2并联电路引入增大了串联阻抗，减小了IS。由于电容C和L2并联支路引入是为了对开关纹波分量进行分流，为了让高频分量尽量从电容支路流过，在设计时必要保证XC必要远远不大于XL2。这样，并联阻抗XL2C重要由XC决定，而XC是比较小，因此XL2C不会太大。这样，IS重要由L1自身感抗XL1决定。
而桥臂电流纹波是不能太大，过大纹波电流不但增大了IGBT模块开关损耗，还会加大L1损耗，使电感温升增长，绝缘材料寿命下降。但太大电感量会导致压降过大，且增大了电感体积和重量，增长了成本。
② L2和C进行分流
电容支路引入是为了给高频分量提供低阻通路，减小注入电网高频分量。L2和C构成并联电路对开关纹波分量进行分流，为了保证分流效果，XC必要远远不大于XL2。
从减小电感基波压降角度出发，L2尽量要取小。但这会增大C，减少电容支路对基波容抗，增长逆变桥无功电流容量。
③ L1和L2比例关系对滤波效果影响
对于大电流逆变器，滤波电感上基波压降始终是需要着重关注，也就是L1和L2总电感量是有限。在一定总电感量下，L1和L2比例关系对滤波效果也有影响。
若总电感量为L=L1+L2，a=L1/L，则（2）式可转化为
（3）
显然，在a=0.5时，a（1-a）最大，（3）式分母第一项系数最大，即滤波效果最佳。
因此，在一定总电感量条件下，L1和L2电感量均分可以得到最佳滤波效果。
④ 谐振频率
并联电容C和L1与 L2并联构成了并联振荡电路，其谐振频率点为
（4）
在LCL滤波器设计过程中要避免其谐振频率点和电路谐波源重叠，以防止发生LC振荡。
3 主电路参数设计
对于IEEE Std.P1547原则，由于本文逆变器采用空间矢量调制，低次谐波是很容易满足规定，需要考虑是开关纹波滤除效果。由于额定功率达到了2 MW，因此开关频率设定为3 kHz。考虑到载波移相技术对等效开关频率倍增作用，3台block并联等效开关频率为9 kHz。这样，输出LCL滤波器只需要针对9 kHz频率纹波进行设计，有效地减小滤波器LC元件参数。
由上节已经对L1、L2和C取值变化对滤波性能影响趋势进行分析可以发现，不同LC参数对电感压降、电容基波无功电流、桥臂电流纹波有直接影响，需要进行综合考虑。最后，通过仿真对滤波性能进行验证。
① 总串联电感量在0.2 mH如下
本文逆变器选用1700 V耐压主功率模块，故直流母线电压不适当超过1200 V，采用SVPWM调制，逆变桥最大基波线电压输出能力为
（5）
考虑变流器需要承受电网15%过压，电感压降最大为
（6）
考虑电网过压15%同步变流器短时过载15%，此时逆变器输出电流IO=1670 A，则最大电感量为
（7）
上式中为基波50 Hz相应角频率。
考虑到电感电阻上压降、为负载动态过程留出电压余量，总电感量需要限制在0.2 mH如下。
② L1不能太小
由前分析，在总串联电感一定状况下L1和L2电感量均分可以达到最佳滤波效果。但本文逆变器输出LCL滤波器逆变桥侧滤波电感L1由串联均流电感并联而成，载波移相技术采用只是把并联点后来输出电流等效开关频率从3 kHz提高到了9 kHz，而流过L1桥臂电流IS具有大量3 kHz和6 kHz频率点附近分量。况且载波移相带来了额外谐波环流问题，且该环流能量较大，不能忽视，这又进一步增大了L1损耗。所觉得了减小L1上谐波电流幅值，以减小L1和功率模块开关损耗，L1电感量不能取太小。
考虑到上述因素，本文逆变器L1和L2电感量不进行均分，滤波效果通过变化总电感量和并联电容量来保证。L1依照可接受损耗设计为0.1 mH，3个均流电感依照并联关系可拟定为0.3 mH。
③ L2尽量取小，C可以恰当取大
对于9 kHz等效开关频率，0.1 mHL1已经具备较明显滤波效果，L2和C不需取太大就可以保证最后谐波含量不超过原则规定。为了尽量减小电感压降，L2尽量取小。依照前面分析支路L2感抗和电容支路容抗选用原则，小L2必然规定比较大C。本系统中，过大电感压降是要尽量避免，因而L2取值原则是在电容不付出太大代价状况下尽量减小L2。
本文变流器中，L2和C分别设计为0.04 mH、40 uF。电容支路串联阻尼电阻起到抑制振荡作用，但太大电阻值会导致较大功耗，且会破坏电容支路低阻特性，减少滤波效果。综合考虑以上因素，电阻值取为0.1 Ohm。
把设计完毕L1、L2、C和R3代入（3）式，可得
频率 (rad/sec)
相位(deg)
101
102
103
104
105
106

107
幅值(dB)
-135
-90
-225
50
-50
-180
-270
0
-100
100
-150
图4 LCL滤波器伯德图

（8）
图4是所设计LCL滤波器伯德图。可以发现，9 kHz处增益为－26 dB，有较好滤波性能，满足规定。并且，总串联电感只有0.14 mH，基波压降较小。同步还可以发当前谐振频率点处谐振峰值不不大于0 dB且有270°相角滞后，是闭环不稳定系统。增大阻尼电阻可以压低谐振峰但会减小衰减率且增长电阻损耗。在本滤波器设计中，阻尼电阻取值非常小，仅仅把谐振峰控制为一种有限值，而滤波器闭环稳定性由控制算法来保证。
4 仿真成果
为了验证所设计风电逆变器主电路合理性，对其进行了仿真研究。主电路参数为Udc=1200 V，并联模块数N=3，开关频率fSW=3 kHz，滤波器参数：L1=0.1 mH，L2=0.04 mH，C=40 uF，R3=0.1 Ohm，电网线电压US=690 V，电网电流I2=1670 A。采用仿真软件为PSIM。
为了验证并联模块不同开关速度、导通压降对均流效果影响，在仿真模型中设立block1和2IPM开关速度比block3快0.5 us，block1和2IPM导通压降为2.2 V，block3为2 V。从图5桥臂电流仿真波形可以看到均流效果良好，验证了均流效果由串联电感决定理论。
从图5桥臂电流波形还可以看到桥臂电流中纹波电流较大且频率较低，其频谱成分除了基波和9 kHz谐波外以外还包括了大量3 kHz和6 kHz谐波分量。同步还可以发现，在3 kHz频率点处浮现了幅值较高分量，而这在三相无中线系统中本应当是不存在，该谐波分量就是载波移相导致谐波环流。并联点后来电流I1纹波电流很小，拥有较高波形质量，其频谱只包具有9 kHz谐波，这阐明了载波移相确提高了等效开关频率。
I1 频谱 (A)
(A)
I11 I12 I13 频谱 (A)

(A)
20
10
0
60
20
25
15
5
80
40
0
频率 (KHz)
0
2
4
6
8
10
I1 (A)
2.0k
0.0k
-2.0k
1.5k
0.5k
-0.5k
3.0k
1.0k
-1.0k
-3.0k
1.0k
0.0k
-1.0k
时间 (ms)
0
5
10
15
20
I11 I12 I13 (A)

图5 模块电流、I1波形和频谱

I2 (A)
IC (A)
3.0k
1.0k
-1.0k
-3.0k
100
0
-100
2.0k
0.0k
-2.0k
150
50
-50
-150
0
5
10
15
20
时间 (ms)
图6 L2、电容电流波形和频谱
I2 频谱 (A)
(A)
IC 频谱(A)

(A)
12
8
4
0
12
8
4
14
10
6
2
14
10
6
2
0
0
2
4
6
8
10
频率 (KHz)

(A)
虽然I1纹波电流已经比较小了，但还是不能满足IEEE Std.P1547原则规定，必要引入L2和C进行进一步滤波。从图6可以看到，I2波形非常光滑，其频谱中9kHz分量非常小，35次以上谐波THD只有0.23%，低于原则规定0.3%，完全可以满足规定。图6中电容电流波形为I1中9 kHz分量，这阐明电容支路起到了为高频分量提供低阻通路作用。

5 结 论
本文以实际项目2 MW风电并网逆变器为目的，研究了兆瓦级并网逆变器研制中一系列核心技术。针对容量问题，选取了合理并联扩容技术；针对注入电网纹波电流含量问题，提出了采用载波移相技术提高等效开关频率，采用LCL滤波器代替单L滤波器以提高滤波器自身滤波能力；针对LCL滤波器难以优化设计问题，在进一步分析该滤波器原理基本上，提出了一套行之有效设计办法。最后，通过PSIM仿真验证了上述技术有效性。本文研究核心技术对其她类型可再生能源并网逆变器研制具备普遍指引意义。

参照文献
[1] IEEE15471，“IEEE standard for interconnecting distributed resources with electric power systems,” .
[2] A.V. Timbus，R. Teodorescu，F. Blaabjerg，M. Liserre，P. Rodriguez，“Linear and Nonlinear Control of Distributed Power Generation Systems,” in Proc. of IAS’06，,Vol. 2，pp. 1015 – 1023.
[3] Qiang Zhang，Lewei Qian，Chongwei Zhang，D. Cartes，“Study On Grid Connected Inverter Used in High Power Wind Generation System,” in Proc. of IAS’06，,Vol. 2，pp. 1053 – 1058.
[4] R. Teodorescu，F. Blaabjerg，M. Liserre，A. Dell'Aquila，“A stable three-phase LCL-filter based active rectifier without damping,” in Proc. of IAS’03，，Vol. 3，pp. 1552 – 1557.
[5] E.J. Bueno，F. Espinosa，F.J. Rodriguez，J. Urefia，S. Cobreces，“Current control of voltage source converters connected to the grid through an LCL-filter,” in In Proc. of PESC’04，，Vol. 1，pp. 68 – 73.
[6] V. Blasko，V. Kaura，“A novel control to actively damp resonance in input LC filter of a three-phase voltage source converter,” IEEE Trans. on Industry Applications，Vol. 33，Issue 2，March-April 1997，pp. 542 – 550.
[7] T.C.Y. Wang，Zhihong Ye，Gautam Sinha，Xiaoming Yuan，“Output filter design for a grid-interconnected three-phase inverter,” in Proc. of PESC’03，，Vol. 2，pp. 779 – 784.
[8] M. Liserre，F. Blaabjerg，S. Hansen，“Design and control of an LCL-filter-based three-phase active rectifier,” IEEE Trans. on Industry Applications，Vol. 41，Issue 5，Sept.-Oct. ，pp. 1281 – 1291.
[9] Z. Zhang，J. Kuang，X. Wang and B.T. Ooi，“Force commutated HVDC and SVC based on phase-shifted multi-converter modules,” IEEE Trans. on Power Delivery，Vol. 8，Issue 2，April 1993，pp. 712 – 718.

作者简介：
仇志凌（1978－），男，博士研究生，研究方向为大功率有源电力滤波器，可再生能源发电技术；
陈国柱（1967－），男，博士，专家，博士研究生导师，IEEE member，研究方向为电能质量控制，可再生能源发电技术，特殊电力电子装置。