带宽直流低噪声放大器设计电子类--毕业设计.doc

南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文目 录摘要1Abstract2第1章 绪论31.1本课题研究背景31.2本课题研究意义31.3本课题主要研究内容4第2章 系统的设计方案论证52.1系统总体方案52.2 前级缓冲电路方案论证52.3中间放大级方案论证62.4末级功率放大方案论证62.5系统控制显示论证72.5.1 系统处理器的选择72.5.2 系统显示的选择72.6滤波电路方案论证8第3章 系统的理论分析与计算93.1 带宽增益积分析93.2 通频带内增益起伏控制分析103.3 抑制零点漂移分析103.4系统固有噪声分析抑113.5 线性相位分析与计算113.6放大器稳定性分析12第4章 系统的电路原理和设计134.1 前级跟随电路设计134.2中间放大级和滤波电路设计134.2.1 压控运放AD603原理与电路144.2.2 控制电压产生电路154.2.3 滤波电路设计174.3 末级功率放大电路184.4人机接口电路204.4.1 液晶接口电路204.4.2 键盘接口电路214.5 稳压电源电路23第5章 系统的软件设计255.1 系统总体软件设计255.2 液晶显示部分软件设计265.3键盘管理模块软件设计285.3.1 I2C总线软件设计285.3.2 ZLG7290软件设计305.4 单片机控制DA产生电压模块软件设计32第6章 系统调试及测试结果346.1 调试过程中若干问题的解决346.1.1 系统防干扰措施346.1.2 电路设计中遇到的问题及解决方案346.2系统调试和测试结果35第7章 总结与展望377.1 总结377.2 展望37参考文献38致 谢3939摘要宽带直流低噪声放大器技术是当今电气控制与通讯领域技术发展的热点之一。它的出现，标志着工业控制技术与通讯领域又一个新的突破，并将对这些领域的发展产生重要影响。本次设计，充分的利用了数字系统以模拟的优点并结合了单片机预置和控制增益放大器，这使系统的精确度和可控性得到了大大的提高。前级缓冲级采用超宽带高压运放OPA642做电压跟随输入级，中间放大级采用压控放大器AD603配合AD818的滤波电路，末级级功率放大级是使用低噪声的运放和高压高速缓冲器搭配，使输出电压的有效值得到提高。利用单片机及数字算法控制信号得到了合理的前级放大和精确的放大倍数，同时由液晶显示屏显示出来。论文详细阐述了该课题的设计方案，前级缓冲级、中间放大级、末级级功率放大级电路设计，介绍了硬件构造和程序流程，最后介绍了该系统的初步实验结果和系统下一步开发的展望。关键字 ：宽带直流低噪声放大器，前级缓冲级，中间放大级，末级级功率放大级AbstractThe technology of Broadband Low Noise Amplifier DC is one of the hotspots of technological development in the field of electrical control and communications today. Its appearance marked a new breakthrough in the field of industrial control technology and communications. And it will have a major impact on the development of these areas.The design full use of the advantages of digital systems simulation and combined with SCM preset and control gain amplifier, which makes the system accuracy and controllability improved greatly. The front buffer stage use ultra broadband high-voltage operational amplifier OPA642 as voltage follower input stage, the middle amplification use the filter circuit which posed by voltage-controlled amplifier AD603 and the AD818, the final stage power amplification stage is to use low-noise amplifier and high-voltage high-speed buffer to improve the RMS of output voltage. Using single chip and digital control signal algorithm have obtained reasonably Preamplifier and accurate magnification, while the LCD display. The paper described the design of the subject in detail, the front buffer, the middle zoom level, the final stage power amplification stage, and its circuit design, introduced the hardware structure and program flow, and finally presented the preliminary results of the system and the systematic next development prospects.Keywords: Broadband DC low noise amplifier, the front buffer, the middle zoom level, the final stage power amplification stage第1章 绪论1.1本课题研究背景随着我国国民经济的发展和综合国力的增强，人民的生活质量获得很大提高。随着科技和通讯技术的高速发展和应用，而以网络技术为核心的信息通信技术的迅速渗入，极大扩展了放大器的应用范围。宽带放大器是通信系统和其它电子系统必不可少的一部分。这类电路主要用于对视频信号、脉冲信号或射频信号的放大。用于电视图像信号放大的视频放大器是一种典型的基带型宽带放大器，所放大的信号的频率范围可以从几赫或几十赫的低频直到几兆赫或几十兆赫的高频。宽带放大器还用于时分多路通信、示波器、数字电路等方面的基带放大器或脉冲放大器（带宽从几赫到几十或几百兆赫），用于测量仪器的直流放大器（带宽从直流到几千赫或更高），以及音响设备中的高保真度音频放大器（带宽从几十赫到几十千赫）等。此可知宽带放大器在通信系统中起到非常重要的作用，对于它的要求也越来越高。1.2本课题研究意义宽带直流低噪声放大器技术是当今电气控制与通讯领域技术发展的热点之一，被誉为电气内领域内的枢纽。它的出现，标志着工业控制技术与通讯领域又一个新的突破，并将对这些领域的发展产生重要影响。超宽带（UWB）技术始于20世纪60年代脉冲通信技术，利用频谱极宽的超短脉冲进行通信。主要用于雷达、定位和通信系统中。低噪声放大器(low noise amplifier 简称LNA)是超宽带接收机系统中的重要模块之一。在成熟的窄带低噪声放大器研究的基础上，超宽带低噪声放大器的研究的基础上，超宽带低噪声的研究的研制得到了飞速的发展。从2002年超宽带批准应用于民用以来，各个大学和研究机构都争相对超宽带低噪声宽带放大器进行研制。超宽带LNA与窄带LNA设计有所不同的是：(1)要在超宽带内实现输入输出匹配；(2)要在带内有平坦的增益;(3)受到有源器件的增益乘积的限制。目前低噪声放大器的技术已经比较成熟，UWB LNA伴随着半导体技术的进步而得到飞速的发展。目前难点和热点是如何提高低噪声的噪声性能。线性度和带宽，进一步降低电压合功耗实现单片机的集成；由于UWB系统有着较高的科研性和广阔的市场的前景，因此设计高性能的超宽带LNA是很有研究价值。在应用的场景下，如果信号过小，混频器无法检测。信号过大又对后级造成过载。如果在信号幅值变化的情况下，这就要求LNA的增益可调。其次，具有可调功能，能适用实际应用中的各种需要，具有更大的灵活性。再次，增益和功耗有一定的关系。具有增益可调功能的低噪声放大器可以很好地降低功耗。目前提出的窄带的增益可调的低噪声放大器，但是具有连续增益可调功能的超宽带低噪声放大器还没人提出，因此本课题具有一定科研首创性。1.3本课题主要研究内容根据本次课题的要求，我们认真取舍，充分的利用了数字系统以模拟的优点并结合了单片机预置和控制放大器，这使系统的精确度和可控性得到了大大的提高。后级放大器是使用低噪声的运放和高压高速缓冲器搭配，使输出电压的有效值得到提高；利用单片机及数字算法控制信号得到了合理的前级放大和精确的放大倍数，同时由液晶显示屏显示出来。电压增益AV60dB，输入电压有效值Vi10mV，AV可在060dB范围内手动连续调节。最大输出电压正弦波有效值Vo10V，输出信号波形无明显失真。电压增益AV可预置并显示，预置范围为060dB，步距为1dB；放大器的带宽可预置并显示（在5MHz、 10MHz 两点）。放大器的输入电阻50W，负载电阻（502）W。3dB通频带010MHz；在09MHz通频带内增益起伏1dB。人机接口友好，该系统采用128*64大屏幕液晶显示器对参数和各种信息进行显示，并具有简单明了的按键，方便用户进行设置。制作此次设计所用的电源。本次课题设计放大器的幅频特性曲线如图1-1所示。、图1-1 放大器的幅频特性曲线第2章 系统的设计方案论证2.1系统总体方案根据放大器设计的要求指标，带宽和增益要求，放大器的带宽要求可选，为10 MHz和5 MHz，增益在060dB连续可调，并且要求能够在50的负载提供有效值为10V的正弦波输出。针对上述要求，认真考虑实行方案，认为放大器可以分为5个模块来设计分别是前者缓冲级，中间放大级和带宽选择，末级功率放大，增益带宽控制显示部分和直流稳压电源。整体系统图如图2-1所示。末级功率放大前级缓冲级中间放大级和带宽选择带宽增益控制显示直流稳压电源图2-1 系统框图2.2 前级缓冲电路方案论证前级冲电路，要求能提高输入电阻在50以上，并且能要能初步滤掉信号中的噪声。方案一 ：采用三级管等分立元件搭，采用NSC公司的2N3904和2N3906的三级管可以构成共射级做输入缓冲电路，带宽能达到25 MHz，但是还要在搭后级电流消除电路的直流偏置，还要电路对小信号跟随效果不是很好，所以该方案很难满足系统的要求。方案二： 采用BURR-BROWN公司的低噪声超宽带运放OPA642在做电压跟随器的时候在小信号的峰峰值为0.1V的时候的在不同的增益时幅频特性曲线如图2-2所示。可见做电压跟随器是带宽完全能满足设计要求而且在通频带内很平坦，所以采用OPA642作为前级缓冲级。图2-2 OPA642小号幅频特性2.3中间放大级方案论证方案一 ：采用带宽宽带增益积得运算放大器制作多级放大电路。以OPA842为例，利用OPA842宽带增益积打的特点，使输入的小信号充分放大。再用其他电流型运放放大至有效值10V。但是这种方法采用数字电位器作为电路中的调节增益的部分，但是一般的数字电位器截止频率较低。例如XP9C10系列的截止频率仅有1MHz左右，给电路的设计带来很大的不方便。方案二 ：采用带宽宽带增益积得运算放大器构建出增益为60dB的电路。再用乘法器来控制输入信号的幅值。该方案结构简单，控制也方便。但是只能适用小信号，对稍大的信号就会始终。方案三 ：采用集成宽带的可调的增益放大器。以AD603为例，单片的AD603可以有40dB的可调的增益范围。在-1030dB的模式下有90MHz的带宽，可以很好的满足要求。对于60dB的要求可以串联两级AD603来实现。并且AD603采用电压控制放大，增益与控制电压成线性关系，能够很方便的通过单片机配合DAC控制。比较上述方案，方案一的增益调整不便，方案二可行性较差，方案三能较好的满足设计要求，最终选择方案三。2.4末级功率放大方案论证方案一 ：采用分立元件搭建电路。选用NSC公司的2N3904和2N3906三级管可以达到25MHz的带宽，能够满足要求，但是为了提高电路的稳定性，需要将反馈回路用电容串联到地，放大器的低频响应会变差，不能够作直流放大。方案二 ：采用集成功率放大芯片。这种方法简洁，调节方便。但是集成功放一般用于音频放大，放大器的带宽受到限制，很难满足设计的要求。方案三 ：采用高压运放配合高速缓冲器实现。在BURR-BROWN公司应用手册中介绍，使用宽带高压运放OPA603和高速缓冲器和BUF634配合，加入适当的反馈，即可提供电压增益和电流放大，从而达到宽带功放的功能，电路如图2-3所示。图2-3 末级功率放大原理图比较上述三种方式：使用分立元件有其优势，但是调试困难，低频响应与稳定性之间有矛盾，不适和做直流放大；集成功率放大器很难满足宽带放大要求；使用电流反馈型的运放OPA603芯片配合BUF634可以方便实现上述功能。最终选择方案三。2.5系统控制显示论证2.5.1 系统处理器的选择方案一 ：选用最常见的80C51单片机作为系统的核心处理器。51系列的单片机作为一种通用性很强的单片机，具有很强的实用性。但是51单片机的功耗较大，而且数据端口较少，而且受到容量限制，只能完成较简单的功能。方案二 ：选用TI公司的MSP430F169系列的单片机处理器。MSP430单片机作为一款低功耗单片机，可以用两节5号电池供电。而且功能强大，其中断功能是其比较突出的一个优点。其程序只要进行初始，不要不停地循环执行，大大提高的系统的稳定性。比较方案一和方案二，两款单片机从功耗和功能上考虑选用MP430单片机能较好完成系统的设计。2.5.2 系统显示的选择方案一 ：选用七段数码管作为系统显示。七段数码管作为最常用的的显示器，具有编程简单，而且价格低廉。但是数码管显示内容只能是数字和几个特定的字母，显示内容有限，而且在数码管用多是占用的单片机接口过多，浪费单片机的接口资源。方案二 ：选用液晶显示屏显示。液晶显可以显示出各种想要显示的内容，而且占用单片机的数据口一定，根据设计要求可以选用大小相匹配的液晶。但是相比数码管液晶的成本略显过高。根据此次的设计显示内容，七段数码管不能胜任显示任务，故最好选用128*64的液晶屏作为本课题的显示器。2.6滤波电路方案论证方案一 ：使用现成的滤波器芯片，如Maxim公司的开关电容滤波器芯片MAX262，可以实现低通、高通、和带通滤波器。方案二 ：使用高频运放构建滤波电路，根据设计中要求的截止频率选用相匹配的电阻电容。而且由于要在通频带内平坦，选用二阶的巴特沃斯低通滤波器，通过对电路Q点的选取可以将通带内增益起伏控制在要求的范围内。比较方案一和方案二觉，方案一控制简单而且比较稳定，但是本课题要求截止频率在10MHz，市面上很难买到符合要求的专用滤波器，而且价格偏贵还要买相应的可调电容相匹配，实现较难。方案二虽然电路搭建好了后截止频率不变，但是本课题只设定了2个截止频率。只要用一组2路继电器就可以切换，所以实现较容易，最终选定方案二。第3章 系统的理论分析与计算3.1 带宽增益积分析设计要求放大器的最大电压增益AV60dB，即1000倍，3dB 通频带 010MHz，则系统总的带宽增益积要求为1000 10MHz = 1GHz。由于多级放大电路的通频带比组成它的每一级的通频带窄，输入信号经过OPA642跟随后进入系统放大，分析带宽增益积，合理地配置各级的增益和带宽。主要指标分配为 ： 前级缓冲级：用一片OPA642做成前级电压跟随器，电压增益为0dB，带宽200MHz；中间放大级：用两片AD603级联，选-1030dB模式，两片最终增益 -2060dB，带宽60MHz ；中间低通滤波器：用两片AD818搭建2阶有源滤波器，分别为5 MHz和10 MHz的低通滤波器。增益为1.5856倍即4dB。末级放大级：用一片电流型运放OPA603和2片BUF634组成后级功率放大，增益为16dB，带宽40MHz。这样设计的宽带放大器增益范围约为-1070dB，频带宽度大于 10MHz。总体电路设计如图5所示，由于AD603输出的电压有效值有限为2V，所以当增益为60 dB时，电压增益分配为前级缓冲为0 dB，第一片AD603的增益为20 dB，AD818的低通滤波器的增益为4 dB，第二片的AD603的增益为20 dB，末级的功率放大增益为16 Db，这样电路的总体增益为60 dB，输出的电压有效值可以达到10V，总体电路框图如图3-1所示。输入级OPA642末级功率放大OPA 603程控电压放大器 AD603有源滤波器AD811程控电压放大器 AD603单片机控制DA电压输出图3-1 总体电路框图3.2 通频带内增益起伏控制分析系统通频带内的增益起伏同时受到滤波器和各级运算放大器的带内增益平坦度的影响。由于各级的增益是对数相加的关系，我们对各级的增益起伏控制分别进行分析：对于前置缓冲器，使用同相跟随器作缓冲可以使整个放大器输入阻抗提高，降低信号源的驱动要求。选择作跟随器时增益稳定的运放，使用OPA642 可达到0.1dB 以下 。中间放大级增益最大，增益起伏主要来自这一级。滤波器的带内增益起伏受到滤波器Q点选取而变化，巴特沃斯滤波器通带内比较平坦，在Q点选0.707时，通带内增益起伏可以控制在0.1 dB以下。若使用两片AD603级联，根据数据手册，10.7MHz 时增益起伏在 0.6dB以内。AD603 的控制电压的微小变化能够引起增益的较大起伏，需要精确控制。使用12位的TLV5618，配合最大误差为高精度 +1.250V 电压基准源MAX6161，可以使 DA 输出最大电压起伏对应的增益起伏为 0.024dB。但是实际过程中两边AD603级联在增益过大时会产生共激震荡，造成整个电路不稳定。一般在两片AD603级联会加电容隔离来消除共激震荡，但是本课题电路要能对直流进行放大，所以不能加电容进行隔离。但是如果将滤波器加在两片AD603中间时，可以消除这种情况。所以最终在两片AD603级联时，中间加滤波器能将带内增益起伏控制在0.1V。直流电源的供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输入作电容电感的型滤波，有效滤除各个芯片电源电压中低频纹波和高频分量。末级放大级的增益大于 20dB，与中间级放大类似，也要选择通频带内平稳的电路。根据资料使用 OPA603 的幅频响应如图3-2所示，在通频带内的最大起伏为 0.5dB。图3-2 OPA603幅频响应3.3 抑制零点漂移分析我们设计使用了高质量的稳压直流电源和部分经过老化实验的元件，可大大减小由此而产生的漂移。输入级采用 OPA642，直流偏移为 500V，相对于输入信号有效值为10mV 时，引入的误差约为 1%。中间级的零点漂移也不可忽略，AD603的电压偏移最大为 20mV，经过 60dB 放大理论上可以产生最大 20V 的输出失调电压，因此必须进行调零。末级功率放大使用 OPA603，15V 供电时的最大零点漂移为 6mV，作大信号放大使用时可以忽略但是若前级为衰减，这项的影响将十分显著。因此对OPA603 也要进行调零。经过处理，该方案能较好的抑制零点漂移现象。3.4系统固有噪声分析抑根据分析本系统的固有噪声来源主要有宽带噪声、电阻热噪声及1/f 闪烁噪声。首先：电阻热噪声由导体中电子的不规则运动产生。为了避免电阻热噪声， 我们在系统中应用低噪声电阻作为反馈回路的电阻，在不影响放大器频率响应的前提下使用阻值较低的电阻作为反馈电阻，电阻热噪声可利用 en=公式计算。其次：对于宽带噪声利用运算放大器官方手册中其电压频谱密度曲线进行计算，该计算较为繁琐，在此不详述。最后：对于1/f 闪烁噪声，长可将其归一化为1Hz 噪声，利用电压频谱密度曲线给出的数据进行计算。对于我们的设计而言，通过选择低噪声器件已能够较好的解决系统固有噪声的问题。3.5 线性相位分析与计算如果一个频率为 的正弦信号通过系统后，它的相位落后 ，则该信号被延迟了 /的时间。由于调试时我们使用函数信号发生器，其输出信号含有各阶谐波分量，输入信号可以分解为多个正弦信号的叠加。在通过运算放大器之后由于客观的谐波失真存在，会出现一定的相位失真的问题。运放实测表明，系统中各级放大器的线性相位误差均小于0.1，影响相位线性度的最重因素是滤波网络的相频特性。贝塞尔滤波器具有最好的线性相位特性，但幅频特性下降常缓慢，要达到 9MHz 时小于等于 1dB的增益误差，需设计 8阶无源滤波，电感值较大、网络复杂、制作困难。综合考虑，采用较低阶数的其他种类滤波器来使相位非线性尽减小。 实际系统中采用 2阶有源巴特沃滤波器，5MHz 和10MHz 截频的相频、幅频相应如图 3-3(a)和图 3-3(b)所示，可见通频带内相位线性度较好。(a)5MHz截止频率的巴特沃斯滤波器 (b)10 MHz截止频率的巴特沃斯滤波器图3-33.6放大器稳定性分析对于放大器的稳定性分析，我们主要考虑三个方面的问题：由于采用三级放大器级联的方式，为了减少高频自激和消振困难，在相邻的放大器之间加入电压跟随器作隔离； 同时， 为了消除内阻引起的寄生震荡，还要在运放电源端就近接去耦电容。系统各部分电路间阻抗匹配问题：我们的设计使本系统各部分电路之间的输入输出阻抗匹配，不仅提高了系统的稳定性，而且对本系统驱动容性负载能力的提高有很大帮助。从电路板的布局上进行考虑：我们避免在放大器下方走电源线及地线，以减小寄生电容以提高放大器的稳定性。地线在电路板焊的尽量粗，来过滤掉电路中的低频谐波和高频分量。并且尽量减少信号走线长度来减小寄生效应的影响。第4章 系统的电路原理和设计4.1 前级跟随电路设计本课题要求正弦信号输入的有效值在10mV以下，并且频率达到10MHz， 放大器的输入电阻50W，所以决定采用超宽带低噪声运放构成电压跟随电路，经过比较选用OPA642作为前级电压跟随的器件。OPA642是一款超宽带低噪声运算放大器。可以采用5V供电，在作为增益为1的电压跟随器是其贷款可以达到400 MHz超低噪声，噪声为2.7nV ，在正弦信号有效值为10mV时引入噪声量小于1%，可以忽略不计。用OPA642构建前级跟随电路如图4-1所示，OPA642闭环带宽增益积能达到400MHz，搭建成前级正向跟随器，输入电阻50W，满足设计的要求。但是在正负电源与地之间一定要加去耦电容，不然电路会产生自激振荡。图4-1 OPA642前级跟随电路4.2中间放大级和滤波电路设计4.2.1 压控运放AD603原理与电路AD603 的简化原理框图如图4-2所示， 它由无源输入衰减器、增益控制界面和固定增益放大器三部分组成。图中加在梯型网络输入端(V INP) 的信号经衰减后，由固定增益放大器输出，衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。增益的调整与其自身电压值无关，而仅与其差值VG 有关， 由于控制电压GPOS/ GNEG 端的输入电阻高达50M ，因而输入电流很小，致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响减小。以上特点很适合构成程控增益放大器。图4-2中的“滑动臂”从左到右是可以连续移动的。图4-2 AD603内部原理图当VOUT和FDBK两管脚的连接不同时，有三种模式可供选择。模式一：将VOUT与FDBK短路，即为宽频带模式（90MHz宽频带），AD603的增益设置为-11.07dB+31.07 dB。模式二：VOUT与FDBK之间外接一个电阻REXT，FDBK与COMN端之间接一个5.6uF的电容频率补偿。根据放大器的增益关系式，选取合适的REXT，可获得所需要的模式一与模式三之间的增益值。当REXT=2.15千欧时，增益范围为-1+41dB。模式三：VOUT与FDBK之间开路，FDBK对COMN连接一个18uF的电容用于扩展频率响应，该模式为高增益模式，其增益范围为+8.92+51.07dB，带宽为9MHz.在以上三种模式中，增益G（dB）与控制电压VG的关系曲线如图4-3所示。当VG在-500mV+500mV范围内以40dB/V（既25mV/dB）进行线性增益控制，增益G(dB)与控制电压VG之间的关系为：G(dB）=40VG+Goi（i=1，2，3），其中VG=VGPOS-VGNEG（单位为伏特），Goi分别为三种不同模式的增益常量：GO1=10dB，GO2=1030dB（由REXT决定，当REXT=2.15千欧时，GO2=20dB），GO3=30dB。当VG+500mV时，增益（dB）与控制电压VG之间不满足线性关系，当VG=-526mV时，Gmin(dB)=GF-42.14；VG=+526mV时，Gmax（dB）=GF。图4-3 AD603增益与控制电压曲线根据本课题要求，选用AD603的模式一将VOUT与FDBK短路，即此时AD603的增益为-11.07dB+31.07 dB。再在2号管脚即GENG上接固定电压0.5V，这样通过单片机控制DA给GPOS管脚一个可变电压，电压范围在01V，从而给两个管脚的电压差VG范围控制在-0.5V+0.5V。这样AD603的增益与VG成线性关系，方便控制。设计电路如图4-4所示。图4-4 程控放大器AD603电路4.2.2 控制电压产生电路由于要产生精确地控制的电压，通过比较选用MAX539作为本课题的DA芯片。MAX539是一种采用 5V单电源供电的低功耗电压输出型 12位串行数模转换器。它具有接口简单、转换时间短、功耗低、体积小等特点。MAX539采用自校正结构，其偏置电压、增益和线性度等参数在出厂前均已微调，因此无需其它外接元件与外部调整。MAX539的内部电路图如图4-5所示。由图可知，MAX539内部采用倒置的R - 2R梯形网络和单电源的 CMOS运算放大器将12位数字量转换成模拟电压。MAX539采用的这种“倒置”R - 2R梯形网络布。局可使 DACs输出电压和基准电压同极性。MAX539的输出缓冲放大器是单位增益稳定的BICMOS运算放大器，输出缓冲放大器的输出具有短路电流保护功能，能驱动2k和100pF的负载。在MAX539的应用中，基准电压必须为正，而且基准电压值不能大于VDD - 2V(如果 VDD为5V，基准电压不能大于3V)。故基准电压决定了 DAC全码时转换输出电压的大小。DAC的输入电阻取决于待转换的数字量的大小，当待转换的数字量为 555H时，输入电阻为40k，当为000H时，输入电阻为 ，基准电压输入端的输入电容的大小也依赖于待转换的数字量。推荐使用的基准电压源为 MAXIM公司的MAX873A。由于MAX539的最高串行时钟频率为 14MHz ，数字量的转换时间约为1. 14s (877kHz)， DAC的12位建立时间为 25s，因此全码转换的频率只能限制在40kHz。图4-5 MAX539内部电路图MAX539采用单极性输出，输出电压范围为0V2VREFI N， VREFI N不能大于 VDD - 2V，当输入为FFFH时 ，输出电压为 (2VREFI N4095) / 4096 ，当输入为 001H时 ，输出电压为(2VREFI N1) / 4096。其输入数字量和输出电压的关系如表4-1所示。表4-1 MAX539输入数字量和输入电压值的关系输入数字量输出电压值1111 1111 1111+2(VREFIN)*4095/40961000 0000 0001+2(VREFIN)*2049/40961000 0000 0000+2(VREFIN)*2048/4096=+VREFIN0111 1111 1111+2(VREFIN)*2047/40960000 0000 0001+2(VREFIN)*1/40960000 0000 00000而控制电压由MAX539产生，在MAX539的基准电压脚接2V电压这样在01V之间便有1024个档位，实现60/1024=0.05 dB的步进，完全满足设计中的要求。MAX539产生控制电压电路如图4-6所示。图4-6 MAX539产生控制电压电路4.2.3 滤波电路设计设计要求放大器的带宽在5MHz、10MHz 两点可预置并显示。而且要求通带内平坦，带内增益起伏控制在1 dB以内。经过比较，选择二阶有源巴特沃斯滤波器作为本课题滤波器，经典滤波电路如图4-7所示。图4-7 二阶有源巴特沃斯滤波器该电路将截止频率和电路的Q点分别由电路参数决定。避免了一般滤波电路中两个参数互相影响，造成电路设计的困难。该电路的参数关系为：R=R1=R2，C=C1=C2。电路的截止频率f=1/2RC ，电路的增益K=3-1/Q=1+R4/R3。其中Q为电路的等效品质因数。Q点决定电路幅频特性曲线的稳定度。查表可知点Q=0.707时，电路幅频特性曲线最稳定。设计要求截止频率为10MHz和5MHz。经过计算选用R3=6.2kW，R4=3.6 kW，这样电路的增益为1.5856即为4dB。而当系统的截止频率为5MHz时R=R1=R2=2.1kW， C=C1=C2=15pF。当截止频率为5MHz时R=R1=R2=1kW， C=C1=C2=15pF。通过单片机给信号控制一组继电器来实现系统的的带宽的变化，电路设计如图4-8所示。图4-8带宽可变滤波电路4.3 末级功率放大电路设计要求末级功率电路最大输出电压正弦波有效值Vo10V，负载电阻（502）W，在通频带内的起伏控制在1 dB以内，且最高频率能达到10MHz。OPA603作为超宽带低噪声电流型运放，内部原理图如图4-9所示。图4-9 OPA603内部原理图能在4.5V 18V电压下供电正常工作，在增益为1 10倍时 带宽为100 MHz，电压摆率为1000V/uV，最高输出电压有效值为12V，最大电流为150mA。设计要求能带动50W的负载，并且最大输出电压正弦波有效值10V，这就要求最大电流为300 mA。如果用单片的OPA603达不到设计要求，所以根据BURR-BROWN公司应用手册中介绍，使用宽带高压运放OPA603和高速缓冲器和BUF634配合，加入适当的反馈，即可可以提供电压增益和电流放大，从而达到题设的要求。BUF634是超宽带高压高速缓冲器，内部原理图如图4-10所示。图4-10 BUF634内部原理图其最高输出电流能达到250 mA，电压摆率为2000V/uV，在宽带模式下最大带宽能达到180 MHz，在2.25V 18V电压下供电正常工作。而且有八脚贴片式和便于散热的五脚立式，由于五脚立式便于装散热器，所以最终选用五脚立式装，而且选择宽带模式即V-脚和BW脚相联。最终选用一片OPA603和2片BUF634搭配从而能较好满足题设的要求，最终设计电路如图4-11所示图中OPA642提供16 dB的电压增益，通过和BUF634的搭配，提供至少300mA的电流输出。图4-11 末级功率放大图4.4人机接口电路4.4.1 液晶接口电路本课题显示装置采用128*64的点阵式液晶显示屏。该液晶12864点阵液晶显示模块就是由128*64个液晶显示点组成的一个128列*64行的阵列。每个显示点对应一位二进制数，1表示亮，0表示灭。存储这些点阵信息的RAM称为显示数据存储器。要显示某个图形或汉字就是将相应的点阵信息写入到相应的存储单元中。图形或汉字的点阵信息当然由自己设计，问题的关键就是显示点在液晶屏上的位置（行和列）与其在存储器中的地址之间的关系。 由于多数液晶显示模块的驱动电路是由一片行驱动器和两片列驱动器构成，所以12864液晶屏实际上是由左右两块独立的64*64液晶屏拼接而成，每半屏有一个512*8 bits显示数据RAM。左右半屏驱动电路及存储器分别由片选信号CS1和CS2选择。通过向指定显示位置对应的DDRAM中写数据来显示字符。该液晶采用8位数据口，2组电源和地控制，5位命令控制端口和3位液晶屏亮度控制接口共20个接口端。其中5位命令控制端口和8位数据口与单片的数据端口相连。液晶接口连接图如图4-12所示，通过调节滑动电位器R1可以调节液晶屏的亮度，从而选择适宜的亮度来进行显示。同时液晶采用+5V供电，接地为模拟地，要和数字地分开不然会对液晶显示产生一定干扰。图4-12 液晶接口电路4.4.2 键盘接口电路系统为方便输入输出，才用4*4的阵列式键盘作为本课题的输入设置端口。4*4的键盘有4个行向接口和4个列向接口共计8为接口，如果直接接入单片机步进可能由于模拟电流过大而损坏单片机的引脚而且还会占用单片机的接口资源。考虑上述因素决定采用成熟的键盘接口芯片，经过查找最终选用键盘接口管理芯片ZLG7290作为键盘和单片机中间级，大大节省了单片机接口资源。ZLG7290是一种I2C接口键盘及LED驱动管理器件，提供数据译码和循环、移位、段寻址等控制。能够直接驱动 8位共阴数码管（或 64 只独立的 LED） ，同时还可以扫描管理多达 64 只按键。其中有 8 只按键还可以作为功能键使用，就像电脑键盘上的 Ctrl、Shift、Alt 键一样。另外 ZLG7290B 内部还设置有连击计数器，能够使某键按下后不松手而连续有效。采用I2C总线方式，与微控制器的接口仅需两根信号线。ZLG7290的从地址为70H，器件内部通过I2C总线访问的寄存器地址范围为00H17H，任一寄存器都可按字节直接读写，并支持自动增址功能和地址翻转功能。ZLG7290内部原理图如图4-13所示图4-13 ZLG7290内部原理图其中SegH SegA为键盘接口，Dig0 Dig7驱动LED接口。SC