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数字式PWM可逆直流调速系统

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2

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一、设计要求：
1、调速范围D=20，静差率S≤5％.再整个调速范围内要求转速无极、平滑可调;
2、动态性能指标：电流环超调量 δ≤5%:
空载启动到额定转速时转速超量δ≤10%
直流电动机的参数：

直流电动机
型号(KW)
Z2—32
额定容量(KW)
2。2
额定电压（V）
220
额定电流（A）
12.5
最大电流（A）
18.75
额定转速（rpm）
1500
额定励磁（A）
0。61
GD（kg m)
0.105
电动机电枢电阻RA（）
1。3
电动机电枢电感la（Mh）
10
其它参数：
名称
数值
整流侧内阻Rn(Ω）
0。037
整流变压器漏感Lt（mH）
0.24
电抗器直流电阻Rh（Ω）
0。024
电抗器电感Lh（mh）
3.2
二、任务分析
2。1控制系统的整体设计
直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结,转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。总体方案简化图如图1所示。

图1、转速、电流双闭环直流调速系统

TG
n
ASR
ACR
U*n
+
-
Un
Ui
U*i
+
-
Uc
TA
V
M
+
-
Ud
Id
UPE
L
-

M
TG

图2 双闭环直流调速系统的动态结构图
U*n
a
Uc
-IdL
n
Ud0
Un
+
-
-
b
+
-
Ui
WASR(s)
WACR(s)
Ks
Tss+1
1/R
Tl s+1
R
Tms
U*i
Id
1/Ce
+
E

2。2桥式可逆PWM变换器的工作原理
脉宽调制器的作用是:用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆PWM 变换器电路如图2所示.这是电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。
图2 桥式可逆PWM变换器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图3所示。

图3 PWM变换器的驱动电压波形
他们的关系是：.在一个开关周期内，当时，晶体管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止，但、不能立即导通,电枢电流经、续流，这时。在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征,其电压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，，则的平均值为正，电动机正转,当正脉冲较窄时，则反转;如果正负脉冲相等，，平均输出电压为零,则电动机停止.
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为

如果定义占空比,电压系数
则在双极式可逆变换器中

调速时，p的可调范围为0～1相应的r=-1～1。当p>0.5时，r为正，电动机正转；当p<0.5时,r为负，电动机反转；当ρ=0。5时，r=0，电动机停止.但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩,徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点.但它也有好处,在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。
双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：
1)电流一定连续。
2）可使电动机在四象限运行。
3)电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。
4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
三、主电路设计
桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4所示。PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波,以获得恒定的直流电压。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路,势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管,为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz,合上电源后，用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗.由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压,用镇流电阻Rx消耗掉这些能量,在泵升电压达到允许值时接通.

图4 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路
3。1主回路参数的计算及元件的选择
1。整流变压器的选择及计算
作为整流装置电源用的变压器称整流变压器。一般的变压器有整流和变压两项功能,起着整流是把交流变直流.整流的过程中，采用三相桥式不可控整流电路。由于△接法是可以给基次谐波提供通路的,可以减少基次谐波的影响，因此整流变压器采用△/Y接法，接线原理图如下所示：
变压器的参数选择：
a．变压器二次侧相电压有效值为U=0。95U／=0。95×220=120V.
b．整流变压器的标称功率为 P=UI*10=1.35×220×12。5×10Kv=3.67Kv
注：U为电动机额定电压，取220V；I为电动机额定电流，取12.5A
2.电力二极管的参数计算
本设计为双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式全控整流电路基本数据如下：整流二极管的计算:根据二极管的最大整流平均IF 和最高反向工作电压UR分别应满足：
IF 〉1。5×IN /2≈1.5×12.5/2= 9。375(A）
UR>1.5××U2=1。5××120=254。52 (V）
查表得取二极管型号为ZL06
3.2回路参数计算及元件选择
1.交流侧过压过流保护
再变压器副边并联电阻和电容，可以把变压器铁芯释放的磁场的能量转换为电场能量并储存再电容中，因为电容不可以使两端电压突变,所以可以达到抑制过电压的目的，而串入电阻的目的是为了在能量转换的过程中消耗一部分能量，从而防止因变压器漏感和并联电容构成的震荡回路再闭合时产生的过电压，抑制了LC回路出现震荡，电路图如下所示:
其中,C和R的计算公式为
C≥6i％S/U;R≥2。3*U/S＊;
在公式中：S——变压器每相平均电压计算容量,单位VA
U-— 变压器二次侧相电压有效值，单位 V
I％——变压器激磁电流百分数
U%—-变压器的短路比
2.直流侧的过压过流保护
PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压。由于电容容量较大,突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流,容易损坏整流二极管,为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz，合上电源后,用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗.由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压"。为了限制泵升电压,用镇流电阻Rx消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通。
3快速熔断器短路保护
熔断器的作用：当电路发生故障或异常时,伴随着电流不断升高,可能损坏电路中的某些重要器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾.若安装熔断器，则熔断器就会在电流异常升高到一定高度的时候，自身熔断，切断电流,从而起到保护电路的作用。
为了防止由于电流过大而烧毁电力二极管，在二极管回路上加快速熔断器，在主回路中应加入熔断器，入下图所示：
3。3 PWM生成电路
PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用PWM专用要求过高，当他频率太低时,其产生的电磁噪声就比较大，在实际用用当中,当PWM 频率在 180KHz左右时，效果最好。在本系统内，采用两片四位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PWM信号发生电路。
两片数值比较器4585，即如图生U2、U3、的A组接12位串行4040计数输出端Q2—Q9，而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。只要改变P1 端口的输出值，就可以使得PWM信号的占空比发生变化，从而进行调控控制。
12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C5晶振的震荡输出XTAL2。计数器4040每来8个脉冲，其输出Q2-Q9加1,当计数值小于或者等于单片机P1值X时，图中U2的（A>B)输出端保持低电平，而当计数值大于单片机P1端口输出值X时，图中的U2的(A〉B)输出端保持高电平。随着计数值的增加，Q2—Q9由全"1”变为全“0”时，图中U2的（AB)端得到了PWM信号，它的占空比为（255-X/255＊100％)，那么只要改变X的数值,就可以相应的改变PWM信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制.
使用这个方法是，单片机只需要根据调整量输出X的值，而PWM信号由三片通用数字电生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常的工作.由于单片机上电复位时P1端输出全为“1”，使得数值比较器4585的B组与P1端口相连,升速时P0端口输出X按一定规律减少，而降速时按一定规律增大。
3.3.1PWM功率放大驱动电路设计
该驱动电路采用了IR2110集成芯片，该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。
芯片IR2110性能的特点
IR2110时一种双通道高压,高速的功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。它把驱动高压侧和低压侧MOSFET或IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内，外接很少的分立元件就能提供极快的功耗，它的特点在于将输入逻辑信号转换成同相低阻输出驱动信号，可以驱动同一桥臂的两路输出，驱动能力强，响应速度快，工作电压比较高,可以达到600V，其内设欠压封锁，成本低，易于调试.高压侧驱动采用外部自举电容上电，与其他驱动电路相比，它在设计上大大减少了驱动变压器和电容的数目，使得MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化，而且它可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，还具有快速完整的保护功能.
IR2110的引脚图以及功能
引脚1（L0)与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端,使用中，分别通过一电阻接主电路下上通道MOSFET的栅极,为了防止干扰，通常分别在引脚1与引脚2以及引脚7与引脚5之间并接一个10KΩ的电阻.
引脚2(COM):下通道MOSFET驱动输出参考地端，使用中,与引脚13(Vss）直接相连，同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。
引脚3（Vcc）：直接接用户提供的输出极电源的正极，并且通过一个较高品质的电容接引脚2。
引脚5（Vs）:上通道MOSFET驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。
引脚6（Vb):通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管，与用户提供的输出极电源相连，对Vcc的参数要求为大于或等于—0。5V，而且小于或等于+20V。
引脚9(VDD）：芯片输入级工作电源端,使用中，接用户为该芯片工作提供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地，该端可与引脚3 （Vcc)使用同一电源，也可以分开使用两个独立电源。
引脚10（HIN）与引脚12（LIN):驱动逆变中同桥臂上下两个功率MOS器件的驱动脉冲信号输入端。应用中，接用户脉冲形成部分的对应两路输出,对此两个信号的限制为Vss—0.5V至Vcc+0。5V，这里Vss与Vcc分别为连接到IR2110的引脚13（Vss）与引脚9(VDD）端的电压值.
引脚11(SD）:保护信号输入端，当该引脚为高电平时，IR2110的输出信号全部被封锁，其对应的输出端恒为低电平,而当该端接低电平时，则IR2110的输出跟随引脚10与12而变化.
引脚13(Vss）:芯片工作参考地端，使用中，直接与供电电源地端相连，所有去耦电容的一端应接该端，同时与引脚2直接相连。
引脚8、引脚14、引脚4：为空引脚。
4.3 PWM控制H桥双极性主电路
从上面的原理可以看出，产生高压侧门极驱动电压的前提是低压侧必须有开关的动作，在高压侧截止期间低压侧必须导通,才能够给自举电容提供充电的通路。因此在这个电路中，Q1、Q4或者Q2、Q3是不可能持续、不间断的导通的。我们可以采取双PWM信号来控制直流电机的正转以及它的速度。
将IC1的HIN端与IC2的LIN端相连，而把IC1的LIN端与IC2的HIN端相连，这样就可以使得两片芯片所输出的信号恰好相反.
在HIN为高电平期间，Q1、Q4导通,在直流电机上加正向的工作电压。其具体的操作步骤如下：
C1的L0为低电平和H0为高电平的时候，Q2截止,C1上的电压经过VB、IC内部电路和HO端家在Q4的山脊上,从而使得Q4导通。
电源经Q1至电动机的正极经过整个电流电机后再通过Q4到达零电位，完成整个的回路.此时直电机正转。
在HIN为低电平期间，LIN端输入高电平，Q2、Q3导通，在直流电机上加反向工作电压.具体操作如下：
当IC1的L0为高电平而H0为低电平的时候，Q2导通且Q1截止，此时Q2的漏极近乎于零电平，Vcc通过D1充电，为Q1的又一次导通做准备.同理可知，IC2的HO为高电平而L0为低电平，Q3导通且Q4截止,Q3的漏极近乎于零电平，刺死后Vcc通过D2向C3充电，为Q4的又一次导通作准备.
电源经Q3至电动机的负极经过整个直流电机后再通过Q2到达零电位，完成整个的回路。此时，直流电机反转.
因此电枢上的工作电压是双极性矩形脉冲波形，由于存在着机械惯性的缘故,由电机转向和转速时由矩形脉冲电压的平均值来决定的。
设PWM波的周期为T，HIN为高电平的时间为t1，这里忽略死区时间,那么LIN为高电平的时间就为T—t1.HIN信号的占空比为D=，从而达到了改变Vout的目的.D在0—1之间变化,因此λ在±之间变化。如果我们连续改变λ那么便可实现电机正向的无级调速.
当λ=5时，Vout=0，此时电机转速为0；
当0.5＜λ＜1时，Vout为正，电机正转;
当λ=1时，Vout=V,电机正转全速运行.

3。4 励磁回路的设计

由380V引出,经三相整流桥变流,经过调压电阻，获得励磁电流
四、控制回路的设计
转速，电流双闭环调速系统，入图2

图2 双闭环调速系统的动态结构图

-IdL
Ud0
Un
+
-
-
+
-
Ui
ACR
1/R
Tl s+1
R
Tms
U*i
Uc
Ks
Tss+1
Id
1
Ce
+
E
b
T0is+1

1
T0is+1
ASR
1
T0ns+1
a
T0ns+1

U*n
n

4。1 电流调节器的设计

Ud0(s)
+
-
Ui (s)
ACR
1/R
Tl s+1
U*i(s)
Uc (s)
Ks
Tss+1
Id (s)
b
T0is+1
1
T0is+1
图2-1

等效成单位负反馈系统
+
-

ACR
Uc (s)
Ks /R
(Tss+1)(Tls+1)
sss+1)
Id (s)
U*i(s)b
b
T0is+1
图（2-2）
如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内,同时把给定信号改成U＊i（s) /b ,则电流环便等效成单位负反馈系统（图2-2）.

1.小惯性环节近似处理
最后，由于Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一

个惯性环节，其时间常数为 ∑i = Ts + Toi。近似条件为
电流环结构图最终简化成图2-3
+
-
ACR
Uc (s)
bKs /R
(Tls+1)(TSis+1)
Id (s)
U*i(s)b
+
-
ACR
Uc (s)
bKs /R
(Tls+1)(TSis+1)
Id (s)
U*i(s)
图2-3

2。电流调节器结构的选择
根据设计技术参数要求1、调速范围D=20，静差率S≤5%。再整个调速范围内要求转速无极、平滑可调，电流环超调量 δ≤5％，可以知道Wacr可用PI调节器，使电流环设计成典型Ⅰ系统。

式中 Ki — 电流调节器的比例系数； ti — 电流调节器的超前时间常数。
Wi（s）=Wacr×Wobj=＊bKs /R/ （Tls+1）(TSis+1）= Ki /s(TSis+1)
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择τi=Tl, 其中

3。电流调节器的参数计算
平波电抗器的电感 Ld=5.45*Unom/Inom－（2Lt+La)=85.44
其中Lt:整流变压器的漏感，0。24mH；
Lm：电动机电枢电感，10mH；
L=La+2Lt+Lh+Ld=10+2＊0.24+3.2+85.44=99.12mH
R=Ra+Rn+2Rh=1.385Ω；
T=99。12/1。385/1000=0。07；
电动机的时间常数Ce=(Un—InRa）/Nn=220—12。5＊1.3/1500=0。136；
电动机额定励磁的转矩电流比 Cm=30Ce/π=1.29；
Tm=*9。8=0。105*1。385/375＊0。136＊1。29=0。02s;
整流时间常数Ts=0。0017s；
电流滤波时间常数Toi=0.002s;
Tε=Toi+Ts=0。0017+0.002=0。00375s；
β=U*im/dim=10/18.75=0.53；
α=U＊um/Nmax=10/1500=0。007；
由设计要求知电流环的超调量δ≤5％;查表可得KT=0。5；
T=T=0。00375s，τ=Tl
则K=0.5/0。0037135。1；由 得
Ki==135.1＊1。385*0.07/0。53＊40=0.61；
所求 =；
4.电流参数的校验
校验近似条件：
电流环截止频率
校验PWM调压系统传递函数的近似条件是否满足。
因为〉ω,所以满足近似条件.
校验忽略反电动势对电流环影响的近似条件是否满足.
现在>ω,满足近似条件。
校验小时间常数近似处理是否满足条件。
现在ω，满足近似条件。
按照上述参数,电流环满足动态设计指标要求和近似条件。
5.电流调节器的实现
模拟式电流调节器电路如图4所示
U＊i -为电流给定电压；
–bId —为电流负反馈电压；
Uc —电力电子变换器的控制电压
电流调节器电路参数的计算公式:

图4

各电阻和电容值计算如下:

Ri=KiRo=0.61＊40=24。4KΩ
Ci=τi/Ri=（0。07/47。60)＊1000=1.47μF
Coi=4Toi/Ro=（4*0.002/40＊1000=0。2μF

4.2转速环的设计
用电流环的等效环节代替图2 中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-4所示.

n (s)
+
-
Un (s)
ASR
CeTms
R
U*n(s)
Id (s)
a
T0ns+1
1
T0ns+1
U*n(s)

+
-
IdL (s)
图2-4转速环的动态结构图及其简化
电流环

1．系统等效和小惯性的近似处理
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n（s）/a，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一

个时间常数为的惯性环节,其中 ；
等效后的方框图为
n (s)
+
-
ASR
CeTms
R
U*n(s)
α
Id (s)
a /b
TSns+1
U*n(s)
+
-
IdL (s)

等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理
2．转速调节器结构的选择
根据设计要求2)空载启动到额定转速时转速超量δ≤10％;
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节,因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统 。

由此可见,ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为
式中 Kn - 转速调节器的比例系数；
t n — 转速调节器的超前时间常数。
调速系统的开环传递函数为
Wn(s）=*Wobj=

令转速环开环增益为

则

3。转速调节器的参数计算
电流环时间常数1/K.由电流环设计可知KT=0。5，则
1/K=2T=2*0.0037=0。0074；
转速滤波时间常数Tom。根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s
转速时间常数T=1/K+Ton=0.0074+0.01s=0.0174s
按跟随和抗扰性能都好的原则,取h=5，则ASR的超前时间常数为
τ=h T=5＊0.0174=0。087s

由

得 Kn===396。4
Kn===5。12

=
4转速参数的校验
校验近似条件：
转速环截止频率
ω=Knτ=396。4*0.087=34。5s
电流环传递函数简化条件为

==63。7 s〉ω满足条件；
转速环的小时间常数近似处理条件为

==38。7 s〉ω满足条件；

5转速环的实现
模拟式转速调节器电路
U＊n —为转速给定电压,
—a n —为转速负反馈电压,
U＊i —调节器的输出是电流调节器的给定电压。

转速调节器参数计算

各电阻和电容值计算如下：
Rn=KnRo=5。12*40=204。8KΩ
Cn=τn/Rn=（0.087/204800)*1000=0.04μF
Con=4Ton/Ro=（4＊0。01/40＊1000）=1μF
6.校核转速超调量
实际上在书中2-6中是线性系统计算的，而增加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性饱和前提，应按ASR饱和的情况重新计算超调量：
当h=5时，由书中表2—6查得,，不能满足设计要求，实际上，由于书中表2—6是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量，。当h=5
,而,,不满足设计要求，需加入转速微分负反馈。待定参数为和，由于，而且已选定，所以只需确定。
，，，取。查表可得:，此时,故符合要求。

五、辅助回路设计
5。1 电源设计
此电路用于产生基准电压，其主要特点如下：输出电压高，纹波电压小,管子所承受的最大反向电压较低,电源变压器充分利用，效率高。滤波电路用于滤去整流输出电压中的纹波，一般由电抗元件组成，如在负载电阻两侧并联电容器;或在整流电路输出端与负载间串联电感L，以及由电容、电感组合而成的各种复式滤波电路。
5。2 转速给定电路设计
转速给定电路主要由滑动变阻器构成，调节滑动变阻器即可获得相应大小的给定信号。转速给定电路可以产生幅值可调和极性可变的阶跃给定电压或可平滑调节的给定电压.其电路原理图如图

5.3 转速检测设计
转速检测电路的主要作用是将转速信号变换为与转速称正比的电压信号，滤除交流分量，为系统提供满足要求的转速反馈信号。转速检测电路主要由测速发电机组成,将测速发电机与直流电动机同轴连接，测速发电机输出端即可获得与转速成正比的电压信号，经过滤波整流之后即可作为转速反馈信号反馈回系统。电路如下图：

六、心得体会
这次课程设计历时两周，在整整两个星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的东西,同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。经过这次课程设计我感受很多。
说真的当我拿到我所做的题目时我真的不知道从何下手这毕竟是我的第一次课程设计，周末的时候到图书馆查阅的很多书籍，参考了一些网上的资料，最后终于有了自己的思路。课设期间我遇到了很多问题,我的题目为数字式可逆PWM直流调速系统起初我想设计全数字调速系统，由于全数字系统需要把转速环和电流环以及PWM生成装置给定等环节都放在微型计算机中,计算时需要把反馈模拟信号转化成数字信号存入单片机的存储器中，有的环节还需要计算机控制技术来实现，相对比较困难，答疑时指导老师说数字式不一定是全数字式可以是某个环节为数字式.后来我把PWM生成环节用单片机来实现.在算两个环的参数时也遇到的一些困难，最后再老师的指导和自己的努力终于完成了课设的题目。
通过这次课把理论与实际结合起来，使我对自动控制系统有了更高层次的认识很好地实现了从书本到实际操作的一个过渡。课程设计不仅是对前面所学电力电子技术和运动控制理论的一种检验，而且也是对自己能力的一种提高.通过这次课程设计使我明白了自己原来知识还比较欠缺,自己要学习的东西还太多。以前老是觉得自己什么东西都会，什么东西都懂，有点眼高手低.通过这次课程设计,我才明白学习是一个长期积累的过程,在以后的工作、生活中都应该不断的学习，努力提高自己知识和综合素质. 我想无论是在学习还是在生活上只有自己用心去学习和参与才可能有收获，这也算是课设给我的一点小小的感悟。
总之，在设计过程中,我不仅学到了以前从未接触过的新知识，而且学会了独立的去发现，面对,分析，解决新问题的能力，不仅学到了知识，又锻炼了自己的能力，为以后课程设计奠定的基础.
七、参考文献
1）《电力拖动自动控制系统》 陈伯时 主编
2）《电路电子变流技术》 黄俊 主编
3)《电力拖动自动控制系统习题集》 童福尧 主编
4)《电气控制》 李仁 主编
6）自选其他有关资料

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