-反激变换器.doc

5.2 反激变换器
反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。
5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理
1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理
单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中Vi为输入电压、VO为输出电压、iO为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、RL为负载电阻。L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为iN1、iN2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。

图5.2.1单端反激变换器的主电路图
单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压Vi加在一次电感L1上，流过原边的电流iN1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。在开关管VT关断期间，流过原边的电流iN1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流iN2线性减小。可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。
显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。
2. 单管反激变换器的能量转换模式
对于反激变换器，根据变压器（反激变换器的变压器整体可看作电感）的电流是否出现断续，可将其工作模式划分为连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。因为在开关管截止时，变压器一次侧电流iN1为零，所以在反激变换器中，电流连续与否主要是指二次侧电感的电流iN2在截止期间连续还是断续，即iN2在截止期间是否降到零。如果电流连续，即在截止期间（反激期间）二次侧电流未降到零，意味着高频变压器的能量没有完全转移到负载；如果电流断续，即在开关截止期间二次侧电流已降到零，则高频变压器的能量完全转移到了负载。因此，对于反激变换器，根据在开关管截止时，高频变压器的能量是否完全转移到负载，又可将其能量转换方式划分为两种：
（1）完全能量转换方式（对应电感电流不连续模式——DCM）：变压器在开关导通期间（储能期间）储存的所有能量在反激期间全部传输到负载。
（2）不完全能量转换方式（对应电感电流连续模式——CCM）：储存在变压器中的能量在反激期间未能全部转移到负载。
实际上，当变换器输入电压或负载电流在一个较大范围内变化时，必然要跨越这两种能量转换方式，因此，通常要求反激变换器在完全和不完全能量转换方式下都能稳定工作。
5.2.2 完全能量转换模式（DCM）时的工作过程和基本关系式
1. 完全能量转换模式（DCM）反激变换器的工作过程
反激变换器工作在完全能量转换方式时，在反激期间将高频变压器储存的所有能量全部转移到负载，即当开关VT断开后，将L1上储存的能量在一个周期内全部释放完，而对L2而言则是出现电流断续情况。反激变换器工作于DCM时，原、副边电流iN1、iN2波形及开关管集电极上的电压us波形如图5.2.2所示，可见在一个开关周期内会经历三个阶段，其工作过程如下：

图5.2.2 完全能量转换模式（DCM）单端反激变换器的主要波形）
(1) 第一阶段（0~t1）：在t=0时刻，开关VT导通，输入电压Vi加在变压器的一次绕组上，即原边电感L1的两端，其电压为上正下负，而与其耦合的副边电感L2的电压为上负下正，因此VD处于关断状态。变压器原边电感L1的电流从零开始线性增加，其上升率为Vi/L1。电流流过变压器原边电感L1，将能量储存在电感L1中，直到t1 时刻，VT关断。
(2) 第二阶段(t1~t2)：本阶段开关VT关断，流过原边电感L1的电流耦合到副边电感L2，二极管VD导通，流过副边电感L2的电流iN2线性下降，一直持续到t2时刻电感电流线性下降到0，此过程经历的时间为（t2-t1）。
在t1~t2阶段，开关管两端所承受的电压us= Vi+n Vo。
(3) 第三阶段(t2~t3)：当电感电流iN2下降到零以后，进入此阶段。此时，二极管VD也关断，由于下一个开通周期还未到来，所以仅由电容向负载供能，这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。
在t2~t3阶段，开关管VT集电极两端所承受的电压us= Vi。
2. 完全能量转换模式（DCM）反激变换器的基本关系式
由于反激变换器实际上就是具有电气隔离的Buck-Boost变换器，因此其相关参数之间的关系式与Buck-Boost变换器非常相似，其差别仅在于变压器的变比。实际计算中，只需将反激变换器的输入电压Vi按变压器变比折算至变压器二次侧后，再代替Buck-Boost变换器对应关系式中的输入电压，即可得反激变换器相应参数之间的关系式。
反激变换器工作在DCM时，各基本表达式如表5.2.1所示。
5.2.3 不完全能量转换模式（CCM）时的工作过程和基本关系式
1. 不完全能量转换模式（CCM）反激变换器的工作过程
工作在完全能量转换方式的反激变换器，L1上的能量未能在开关关断期间全部释放完，即对整个变压器而言，其电流是连续的。反激变换器工作于CCM时，原、副边电流iN1、iN2波形及开关管集电极上的电压us波形如图5.2.4所示。在分析其工作过程时，假设反激变换器已进入稳态，变压器原副边电感对应的峰值电流分别为ILP1、ILP2，对应的最小电流分别为ILV1、ILV2。

图5.2.4不完全能量转换模式（CCM）单端反激变换器的主要波形
由图5.2.4所示可知：在一个开关周期内，CCM反激变换器的工作过程仅经历二个阶段（而DCM时为三个阶段），下面分别进行说明。
(1) 第一阶段（0~t1）：主要工作状态和过程可参照DCM的第一阶段。与DCM时的不同之处是：iN1从ILV1开始线性增加。
(2) 第二阶段（t1~t2）：主要工作状态和过程可参照DCM的第二阶段。与DCM时的不同之处是：① t2时刻，副边电感电流下降到ILV2，而未下降到零；② 开关管VT集电极两端所承受的电压仍为 Vi+n Vo。这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。
2. 不完全能量转换模式（CCM）反激变换器的基本关系式
同DCM时一样，CCM反激变换器的基本关系也可直接由Buck-Boost变化器的相关公式推导出来，各基本表达式如表5.2.1所示。
表5.2.1 CCM和DCM 反激变换器的主要关系式
参数
CCM
DCM
输出电压

输出电流

次级峰值电流

初级峰值电流

5.2.4 单端反激变换器的工作模式及输出纹波电压分析
1. 反激变换器的三种工作模式
同Buck-Boost变换器一样，在开关关断期间，根据二次测电感电流的最小值是否大于输出电流，可将反激变换器分为CISM和IISM两种能量传输模式，其二次测临界电感LK为
(5.2.1)
而根据流经二次测电感的最小电流是否等于零，可将其分为CCM和DCM两种导通模式，其二次测临界电感LC为
(5.2.2)
从式(5.2.1)和(5.2.2)可看出：LK总是大于LC 。因此，进一步的分析，可根据流过反激变换器二次测电感电流最小值或其二次测电感值的大小，将反激变换器划分为三种工作模式：① 完全电感供能模式—CISM，②不完全电感供能且连续导电模式—IISM-CCM，③不完全电感供能且不连续导电模式—IISM-DCM，如图3.2.5所示。
① 完全电感供能模式（CISM）：此时ILV2>IO，变换器工作于连续导电模式，且在开关关断后，负载的能量完全由二次测电感提供。
② 不完全电感供能且连续导电模式(IISM-CCM)：此时IO>ILV2>0，变换器工作于连续导电模式，且在开关关断后，负载能量的供给，经历了两个阶段：二次测电感供能（iL2>IO）与二次测电感和电容共同供能（iL2IO）、二次测电感和电容共同供能（0器工作于三种模式时的次级电感电流波形和输出纹波电压波形分别如图5.2.6～5.2.8所示。

图5.2.6 IISM-DCM的输出纹波电压

(a) CISM-CCM (b) IISM-CCM
图5.2.6 单端反激变换器的电感电流和输出纹波电压波形
反激变换器工作于三种模式时的输出纹波电压分析也可参考Buck-Boost变化器，详细过程在此不再赘述，根据分析可得，反激变换器工作于CISM、IISM-CCM及IISM-DCM三种模式时输出纹波电压分别为
(5.2.3)
(5.2.4)
(5.2.5)
5.2.5 单管反激变换器的设计考虑
1. 单管反激变换器的最大输出纹波电压
前一节分别得出了反激变换器工作于各种模式时的输出纹波电压表达式，但是实际中输入电压和负载范围均是动态变化的，因此在工程设计时，需要知道在整个动态变化范围内的最大输出纹波电压与相关元件参数和性能指标参数之间的关系。假设反激变换器的输入电压范围为：[Vi,min, Vi,max]；负载电阻范围为：[RL,min, RL,max]。参见对Buck-Boost变化器分析，则可得在给定的动态范围内，最低输入电压和最小负载电阻所对应的CISM和IISM的临界电感LKA为
(5.2.6)
同理，根据对Buck-Boost变化器的分析，可以推导出：对于反激变换器，若高频变压器二次测电感L2≥LKA，则变换器在整个动态范围内的最大输出纹波电压在点（Vi,min, RL,min）取得，且该最大值为
(5.2.7)
可见，只要高频变压器二次测电感满足L2≥LKA，则最大输出纹波电压与电感无关。因此，在给定的输入电压和负载变化范围内，最小负载电阻和最低输入电压所对应的CISM和IISM的临界电感LKA，即为在整个工作范围内，使得输出纹波电压极大值最低的最小电感
2. 单管反激变换器的最大峰值电感电流
根据前面对Buck-Boost变换器的分析可知，对于反激变换器，在整个工作范围内，其最小负载电阻和最高输入电压所对应的CCM和DCM的临界电感就是使得峰值电感电流极大值最低的最小电感。因此，在设计反激变换器时，二次侧电感的取值应满足LCB压应力
对于具有复位绕组的正激变换器，若其最大输入电压为Vi,max，在开关管的关断期间，若不计漏感尖峰，则开关管承受的最大关断电压应力为
（5.2.9）
但由于反激变换器工作时，存在变压器漏感尖峰电压，为安全可靠工作，在实际工程设计时，至少还应考虑约30%的余量。因此，如果考虑漏感尖峰，则反激变换器开关管的耐压应不低于式（5.2.10）确定的值。
（5.2.10）
4. 输出滤波电感、电容的设计考虑
(1) 变压器二次侧电感的设计考虑
根据前面的分析可知，只要高频变压器的二次测电感满足L2≥LKA，则最大输出纹波电压与电感无关。因此，在给定的输入电压和负载变化范围内，最小负载电阻和最低输入电压所对应的CISM和IISM的二次侧临界电感LKA，即为在整个工作范围内，使得输出纹波电压极大值最低的最小电感，即高频变压器二次测电感最小值为
(5.2.11)
对于反激变换器的优化设计而言，电感的设计值应大于最小电感值，即L>Lmin。通常电感越小，电感上的峰值电流就越大，显然，电感的取值不能太小，所以，在变换器设计中，应综合考虑多方因素来设计输出滤波电感。
(2) 输出滤波电容的设计考虑
在变压器的电感确定以后，就可根据输出纹波电压指标要求，进行输出滤波电容的设计。当高频变压器的二次测电感满足L2≥LKA时，根据式（5.2.7）可以得到满足纹波电压指标要求理论上需要的最小输出滤波电容C’min为
（5.2.12）
但在实际的电路中，由于元器件存在的杂散参数使得必须选用大于C’min计算值的滤波电容才能达到输出纹波电压要求，因此实际上最小输出滤波电容的设计值Cmin可取为
（5.2.13）
其中，λ是裕度系数，一般取2～4。
5. 单管反激变换器开关管和二极管的设计考虑
对于单管反激变换器（如图5.2.1所示当开关S导通时，没有电流流过二极管VD；当开关S关断时，流过二极管VD和L2的电流相等，因此，VD所承受的最大电流实际上就是副边最大电感电流。
假设反激变换器的输入电压范围为：[Vi,min, Vi,max]；负载电阻范围为：[RL,min, RL,max]。在输入电压和负载变化范围内，开关管和二极管所承受的最大电流和电压如表5.2.2所示。
表5.2.2 单端反激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压
元件
最大电流
最高电压
二极管

开关管

在实际的工程应用中，电压电流会出现一些尖峰或浪涌，所以还应考虑一定的裕量，通常应根据理论计算最大承受电压或电流的1.5~2倍来选择功率器件。
6. 反激变换器变压器的设计考虑
当反激变换器工作于CCM（即能量不完全转换方式）时，会存在较大的直流分量，处理不当将导致反激变换器的变压器磁心饱和，甚至致使功率管损坏。为避免磁心饱和，必须给变压器磁心增加气隙，使磁心的磁化曲线斜率变小，偏向H轴。通过增加气隙，可在饱和磁感应强度BS一定的情况下，增加△B=BS-Br的范围，从而可允许更大的H。但变压器的电感量与磁心的气隙有关，气隙增大不仅增加了漏感，而且电感量L减小，因此，在设计反激变换器的变压器时，必须加以综合考虑，才能达到预期性能指标要求。
下面给出反激变换器工作于DCM和CCM时，其变压器的设计方法。
(以下内容需要重新整理！！！)
(1) DCM反激变换器的变压器设计
① 求一次侧电感峰值电流ILP1
反激变换器的输出功率可表示为
(5.2.14)
式中、、、、分别为输出功率、最小直流输入电压、变压器原边电感电流峰值、最大占空比、变换器效率。由式(5.2.14)可得变压器原边电感电流峰值为
(5.2.15)
根据表5.2.1中的一次侧电感峰值电流的表达式，可得一次侧电感量为

② 一次绕组匝数
单端反激变换器变压器的一次绕组的匝数为
(5.2.16)
式中，N1、Vi，min、dmax、ΔBmax、Ae、f分别为变压器一次绕组匝数、最小直流输入电压、最大占空比、变压器磁路中磁感应强度的变化量（Gs）、磁心有效截面积（单位cm2）、工作频率。
③ 二次绕组匝数
反激变换器的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出电流情形，根据幅秒平衡可得：，则
(5.2.17)
所以，
(5.2.18)
式中N2、Vo、VF、VR、dmax分别为变压器二次绕组匝数、输出电压、输出整流二极管导通电压、变压器一次侧的反冲电压、最大占空比。
④ 磁路气隙
由于带气隙的磁芯在一个更大的磁场强度H值下才会产生磁饱和，因此磁芯可经受一个更大的直流分量。另外，当H=0时，剩余磁感应强度Br更小，磁芯的磁感应强度有一个更大的工作范围ΔB。最后，有气隙时，导磁能力降低，导致每匝的电感量减小，绕组总电感量减小，但气息的存在减少磁芯里直流分量产生的磁通。
由电感计算公式可得气隙的计算公式为
(5.2.19)
式中，lg为磁路气隙（mm）、μ0为真空磁导率、G为磁导。实际中常用实验方法调整气隙大小。
(2) CCM反激变换器的变压器设计

反激变换器的输出功率可表示为

CCM模式下可近似看做，则
则变压器一次侧峰值电流ILP1为
(5.2.20)
根据表5.2.1中的一次侧电感峰值电流的表达式，可得一次侧电感量为

一次绕组匝数，二次绕组匝数，磁路气隙均与DCM工作模式下相同。

5.2.6 单管反激变换器的主要特点和应用
单管反激变换器是由Buck-Boost变换器演变而来，因此，具有Buck-Boost变换器的特性。
单管反激变换器与单管正激变换器相比，除工作原理不同外，在电路结构上比单端正激变换器少了一只续流二极管和一个滤波电感，也不需要磁复位绕组（因为在变换器反激期间，二次侧绕组和整流二极管构成电流回路，同时完成了磁复位功能），因此，单管反激变换器是成本最低的一种开关电源，既可达到输入与输出的电气隔离，还可同时输出几路不同的电压，有较好的电压调整率。但单管反激变换器输出纹波电压较大，为此，可以通过增大输出滤波电容或在输出端附加一辅助LC滤波器加以改善。
反激变换器具有结构简单，输入输出电气隔离，升、降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，可广泛用于多路输出机内电源中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和需要加入气隙，漏感较大。当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力较大，有可能损坏功率管，因此，通常需要在功率管两端加吸收电路。
由于反激变换器的上述特点，其在输出功率为5～200W的开关电源中得到广泛应用。
5.2.7双管反激变换器的组成、工作原理和设计考虑
单管反激变换器的开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压与次级反馈电压之和，可见，开关管关断时需承受较大的电压应力，如再考虑到漏感，则电压应力更大。为此，根据双管正激变换器的思路，提出了双管反激变换器方案，即用两只开关管替代单管，同时导通和关断，并在电路中采用钳位二极管，在反激过程中把开关管承受的峰值电压钳位在输入电源电压,这样大大降低了每个开关管上的电压应力，同时保留了反激变换器的优点，详细分析如下：
1. 双管反激变换器组成和工作原理
(1) 双管反激变换器的组成
双管反激变换器的组成原理电路如图5.2.7所示，其中S1、S2 为主开关管，VD1、VD2 为钳位二极管，VD3为输出整流二极管，C为输出滤波电容，N1、N2分别为变压器T的原、副边绕组。

图5.2.7 双管反激变换器的组成原理图
(2) 双管反激变换器的基本工作原理
如图5.2.7所示，高频变压器T的原边绕组通过两个开关管S1、S2接到输入直流电源，正常工作时，开关管S1、S2同时导通和关断。两开关管导通时VD3反偏，次级绕组无电流流通。当S1、S2同时关断时，VD3正偏导通，变压器电感中储存的能量传输到负载。与单管反激变换器一样，开关管开通时，只把能量储存在磁路中；关断后，磁能转化成电能传至负载。电路中VD1、VD2的接法可以把过剩的反激能量反馈回电源Vi中，同时可以把开关管承受的峰值电压和原边绕组的反激电压都钳制在输入电压Vi (忽略钳位二极管的正向导通压降)。
与单管反激变换器一样，双管反激变换器也有二种能量转换方式：（1）完全能量转换方式（DCM）；（2）不完全能量转换方式（CCM）。
(3) CCM双管反激变换器的主要工作波形和工作过程
CCM双管反激变换器的主要波形如图5.28所示，在一个开关周期中，其工作过程可分为三个阶段，以下分别进行说明：

图5.2.8 CCM状态下双管反激变换器的工作波形
① 工作过程0-t1：此工作过程与单端反激变换器一样。在t=0时刻，开关管S1、S2同时导通，输入电压Vi加在变压器的一次绕组上，与其耦合的副边电感L2的电压为上负下正，VD关断。变压器原边电感L1的电流线性增加，其上升率为Vi/L1，将能量储存在电感L1中，直到t1时刻，VT关断。
② 工作过程t1-t2：开关管关断，此时，由于漏感的存在使得钳位二极管VD1、VD2导通，并将漏感储能返回给电源，从而将开关管上的电压钳制在输入电源电压Vi(不考虑二极管正向压降)。同时VD3因正偏而导通，从而将储存在变压器中的能量传输到负载，流过VD3（即为流过二次绕组的电流）的电流线性减小。实际上这一阶段经历的时间很短，但为了图示清晰，图中将这一阶段的时间进行了放大处理。
这一过程一直持续到漏感上电流下降为零。
③ 工作过程t2-t3：此阶段，两开关管仍然处于截止状态，由于漏感上电流下降为零，钳位二极管VD1、VD2也关断，VD3一直保持导通，流过VD3的电流继续线性减小，则变压器一次侧存在副边反馈电压nVO，因此，每个开关管承受的电压为0.5（Vi +nVo）。这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。
(4)DCM双管反激变换器的主要波形和工作过程
双管反激变换器工作在DCM时，其主要波形如图5.2.9所示。

图5.2.9 DCM状态下双管反激变换器的工作波形
此种情况工作过程基本同CCM时一样，只是在开关关断后的t3-t4段，流过变压器二次绕组的电流已下降到零，VD3处于截止状态，仅由电容向负载提供能量；此时变压器副边反馈电压为零，故开关管上承受电压变为0.5Vi。
2. 双管反激变换器的主要关系式
由上面对双管反激变换器工作于CCM和DCM时工作过程的分析可知，其相关关系式与单端反激变换器一样，可参照表5.2.1。
3. 双管反激变换器的设计考虑
（1）双管反激变换器的变压器及输出滤波电容的设计可以参照单端反激变换器的设计进行。
（2）假设双管反激变换器的输入电压范围为：[Vi,min, Vi,max]，负载电阻范围为：[RL,min, RL,max]。则在给定动态范围内，开关管和二极管所承受的最大电流、最大电压如表5.2.3所示。
表5.2.3双管反激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压
元件
最大电流
最大电压
二极管
VD1/VD2

二极管
VD3

开关管
S1/S2

4. 双管反激变换器的特点及应用场合
双管反激变换器除具备单端反激变换器的特点外，在开关管关断时，由于钳位二极管的钳位作用，而使功率开关管的电压应力和输入电压相等，因此，双管反激变换器比较适合应用于输入电压较高的场合。
5.2.8 交错反激变换器的组成、工作原理和设计考虑
单管反激变换器以其简单的电路拓扑应用于小功率场合，但其输入电流脉动大及开关管电压尖峰高的缺点限制了它的输出功率。双管反激变换器克服了单管反激变换器主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关承受的电压应力仅为输入电压。由于交错并联反激变换器实际上是采用两个交替工作的单管反激变换器同时为负载提供能量，因此，与单管反激变换器相比，具有开关管关断电压尖峰相对较小，输出功率较大，输入、输出电流脉动小，可靠性高等特点。
1. 交错反激变换器的组成和工作原理
(1) 交错反激变换器的组成
交错反激变换器的组成原理电路如图5.2.10所示，该电路初级由两个开关管S1、S2及两个反激变压器TA、TB 组成。次级由两个整流二极管VD1、VD2和输出滤波电容C组成。

图5.2.10 交错反激变换器电路原理图
(2) 交错反激变换器的工作原理
交错反激变换器实际上是两个相同的单端反激变换器组成，通过控制开关管S1、S2的导通脉冲，让两开关管轮流导通，两个单端反激变换器交替工作（各占半个周期），其次级电流通过整流二极管相互叠加。交错反激变换器的主要工作波形如图5.2.11所示（特别要说明的是：图中所示为交错反激变换器处于临界导电模式的波形），下面对其工作过程进行详细分析。
①第一阶段（t0-t1开关S1导通，Vi加在变压器TA的原边两端，变压器TA储能，VD1因承受反压而处于截止状态；此阶段开关S2处于关断状态，VD2因承受正压而导通，变压器TB向负载传输能量。
②第二阶段（t1-t2）：t1时刻，S1关断。在S1关断后，S2并未马上导通，所以S1和S2都处于关断状态；此时VD1因承受正压而导通，而VD2也还未关断，因此，二极管VD1、VD2同时导通，两个变压器TA、TB 同时向负载传输能量。
③第三阶段（t2-t3）：开关S2导通，Vi加在变压器TB的原边两端，变压器TB储能，VD2因承受反压而截止；此阶段开关S1仍处于关断状态，VD1继续导通，变压器TA继续向负载传输能量
④第四阶段（t3-t4）：t3时刻，S2关断。在S2关断后，S1并未马上导通，所以S1和S2都处于关断状态；此时VD2因承受正压而导通，而VD1也还未关断，因此，二极管VD1、VD2同时导通，两个变压器TA、TB 同时向负载传输能量。
从t4时刻开始又回到第一阶段，就这样周而复始地工作。
交错反激变换器和单端反激变换器一样，在变换器反激期间，二次侧绕组和整流二极管构成电流回路，同时完成了磁复位功能，所以不需要设置磁复位回路。

图5.2.11交错反激变换器临界状态波形图
以上分析可见，交错反激变换器实际上是由两个相同的单端反激变换器组合而成，各自交替工作半个周期，其次级电流通过整流二极管相加，其输出每个周期有两个功率脉冲，且每个反激变换器提供总输出功率的一半。
2. 交错正激变换器的主要关系式
从图5.2.11可看出，与交错正激变换器一样，两个开关管在一个周期内交替导通，且导通时间相同，但都不到开关周期的一半，变换器的输出在每个开关周期中存在两个脉冲。
若只有S1管导通，则变换器的占空比d=Ton/(Ton+Toff)；若为两管交替导通，则可得出变换器输出的占空比为(Ton +T’on)/(Ton+Toff)=2d，即交错反激变换器的占空比为单端反激变换器的两倍，副边整流输出的频率提高了一倍，输出滤波器的容量可减小，有利于提高输出功率。
在输入电压和负载变化范围内，CCM和DCM状态时，交错反激变换器输出电压、输出电流、初级峰值电流和次级峰值电流的主要关系式如下表5.2.4所示。
列出主要关系式！！！
表5.2.4 CCM和DCM 交错反激变换器的主要关系式
参数
CCM
DCM
输出电压

输出电流

次级峰值电流

初级峰值电流

3. 交错反激变换器的设计考虑
交错反激变换器实际上是两个相同的单管反激变换器的交替工作（各占半个周期）。交错反激变换器的设计和单管反激变换器类似，设计过程可以参照单管反激变换器。但在具体设计时，需要注意交错反激变换器的输出脉冲频率是单管反激变换器的两倍，因而所设计出的电感、电容值会减小。
需要列出电感电容设计值的表达式！！！
假设交错反激变换器的输入电压范围为：[Vi,min, Vi,max]，负载电阻范围为：[RL,min, RL,max]，裕度系数λ范围为：2～4。在输入电压和负载变化范围内，一般单端反激变换器和交错反激变换器中变压器二次侧电感和输出滤波电容的设计比较如下表5.2.4所示。
表5.2.4 一般单端反激变换器和交错反激变换器中变压器二次侧最小电感和最小输出滤波电容的设计比较
元件
一般单端反激变换器
交错反激变换器
变压器二次侧电感

输出滤波电容

在输入电压和负载变化范围内，开关管和二极管所承受的最大电流、最大电压如下表5.2.5所示。
表5.2.5 交错正激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压
元件
最大电流
最大电压
二极管VD1
VD2

开关管
S1、S2

同样，在实际工程应用时，最大电压、电流的参数选择要留有一定的裕量。
4. 交错反激变换器的特点和应用场合
与单管反激变换器相比，交错反激变换器的两个开关管互补导通，其主要技术特点在于：
(1) 交错反激变换器的输出频率是单管或双管反激变换器的两倍，减小了输入和输出滤波器的体积和重量，有利于提高输出功率。
(2) 分散了功率器件的功率损耗，降低了功率开关器件的热应力，提高了系统的功率密度和功率，比较适合较大功率场合。
(3) 相同总输出功率下，交错变换器功率开关管的电应力小，其产生的EMI也比单管反激变换器小。
5.2.9 各类反激变换器的主要优、缺点和应用限制
本节主要介绍了各种反激变换器的工作原理、组成和基本的工作特性，给出了一些典型的波形并推导了一些基本的关系式；对各种反激变换器的特点和应用场合进行了简要的讨论，主要概括如下：
反激变换器具有电路拓扑简单,输入输出电气隔离,电压升降范围宽,易于多路输出等优点,是辅助开关电源的理想选择。
单端反激变换器与单端正激变换器相比，在电路结构上比单端正激变换器少了一只续流二极管和一个电感储能滤波器。没有磁复位绕组，因此，单端反激式变换器是成本最低的一种开关电源，既可达到输入与输出部分隔离，还可以同时输出几路不同的电压，有较好的电压调整率。但单端反激式变换器输出纹波电压较大，为此，可以通过增大输出滤波电容或在输出端附加一辅助LC滤波器加以改善。由于反激变换器的上述特点，其在输出功率为5～200W的开关电源中得到广泛应用。它最大的优点是不需接次级输出电感，使反激变换器成本降低，体积减小。
传统的双管反激变换器克服了单端反激变换器开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路。双管反激变换器，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。可见，双管反激变换器比较适合应用于较高输入电压场合。
交错反激变换器交错的结构，使该变换器克服了传统的单端反激变换器的缺点，具有电路拓扑简单，元器件少，开关管关断电压尖峰较小，输出功率较大，输入、输出电流脉动小，可靠性高等特点。交错反激变换器的输出频率是单管或双管反激变换器的两倍，减小了输入和输出滤波器的体积和重量，提高了输出功率。副边整流侧电压的等效占空比增加一倍，输出电流的动态响应快。在输出电流和电压一定的情况下，续流时间短，容易实现变换器的电流连续模式工作。相同总输出功率下，交错变换器功率开关管的电应力小，其产生的EMI也比单管反激变换器小。另外，分散了功率器件的功率损耗，降低了功率开关器件的热应力，提高了系统的功率密度和功率，比较适合较大功率输出场合。