基于OB2532的LED恒流源驱动设计.doc

OB2532的LED恒流源驱动设计
编写：梁炯名
3.1芯片介绍
LED驱动芯片是LED的另外一个重点，不同芯片有着不同的外围电路，而且所驱动的LED亮度也参差不齐，价格差异就更大了。出于这两个原因，众多芯片中选择了PI的TNY278P和昂宝的OB2532。
首先介绍下PI的TNY278P，低空载功耗，700V内置MOS管，频率抖动降低EMI滤波成本，节能环保保护功能齐全等等，不得不承认PI的芯片是属于高中端的，但是其价格却是令使用者不敢恭维，加上内置MOS管使得芯片散热处理相对较麻烦，调试过程稍有不慎就会令芯片死掉。加之采样需要光耦，TL431等元件配合完成，成本较高。
昂宝的OB2532目前只有贴片分装，外置MOS管，几乎不用考虑芯片的散热问题；源边反馈，欠压保护，在设计中将省掉类似光耦TL431等元件，无疑会大幅度的降低LED驱动的成本；它内置的软启动更是延长了芯片的寿命，其价格也是能够让大众接受的。
3.1.1芯片引脚简介
OB2532 SOT-23-6引脚图如下所示

图 3-1 OB2532引脚图
表3.1芯片引脚说明
引脚名
引脚号
I/O
描述
GND
1
O
芯片接地引脚
GATE
2
I
外置MOS管的推拉输出栅极驱动
CS
3
I
感应输入电流，连接到MOS管电流传感电阻点
INV
4
I
连接从辅助绕组输出的分压电阻器
COMP
5
I
回路电压补偿
VDD
6
I
芯片供电引脚
3.1.2芯片工作原理描述
OB2532是一种经济高效的PWM控制器 ，优化离线低功率AC/DC 包括电池充电器和应用适配器。它可以实现源端检测和调控，从而不需要光耦和TL431，内置的CV和CC 控制精度高，几乎可以满足所有适配器和充电器的需求。
（一）启动电流和启动控制
OB2532的启动电流呗设置的很低，这样VDD能够超过欠压保护的阀值，便于芯片的快速启动，使用一个大的启动电阻可以减少功率损耗
（二）操作电流
OB2532的操作电流低至2.5mA，在低操作电流和多模控制功能下实现高效率
（三）软启动
OB2532内部软启动功能，以尽量减轻元件在电源启动时的电气过应力。当VDD达到欠压锁定（关闭），将控制算法 坡道峰值电压阀值逐渐从几乎零值到达0.9V的正常设置每次启动都是软启动
（四）CC/CV操作
OB2532是为了具有像图一所示的良好的CC/CV控制特性设计的，在充电器应用中，电池放电在充电曲线CC部分启动 直到它几乎完全充电，顺利切换到CV的曲线部分。 在一个AC / DC适配器，正常运行 仅发生在曲线的CV部分。 CC提供的部分输出电流限制。 在CV操作中，输出电压的调节是通过初级端控制的，在CC运作模式下，OB2532将调节输出电流恒定，即使输出电压下降[9]。
（五）工作原理
为了支持OB2532特有的CC/CV控制，系统需要在DCM（断续）模式下设计功率变换系统。在断续反激变换器中，输出电压可以通过辅助绕组边感测到，在MOSFET导通时，负载电流由输出滤波电容提供。当MOSFET管关断时，初级电流转移到次级振幅为[10]：
（3-1）
辅助电压反应在输出电压上，如图3-2所示
为二极管压降 （3-2）

图3-2OB2532中PWM调制图
INV引脚3通过分压电阻和辅助绕组相连，辅助电压在去磁化结尾时进行采样并保留这一值，直到下一次采样。采样电压和Vref(2.0V)比较并将误差放大，误差放大器输出电压COMP反应负载情况和控制PWM开关频率，来调节输出电压，从而得到恒定的输出电压。
当采样电压低于Vref误差放大引脚COMP达到最大值，开关频率控制的采样电压使输出电压调节输出电流，因此，恒定输出电流可达到[11]。
可调CC点和输出功率
在OB2532中，CC点和最大输出功率可以通过调整典型应用图表中CS引脚外部电流检测电阻Rs来实现。输出功率的变换是通过调整CC点来实现的，增大Rs,减小CC点电流，小功率输出也就产生了；反之亦然，如图3-3所示：

图 3-3 Rs大小与恒流关系
OB2532的开关频率是根据负载情况和操作模式自适应控制的，无需外部频率设定组件，最大输出功率时操作开关频率在内部设定为60KHz。在反激式断续模式下，最大输出功率是：
（3-3）
是源边感量。
是初级绕组的峰值电流。
参照上式，在恒流模式下，改变初级绕组的感量能够改变最大输出功率和恒定的电流输出为了弥补初级电感的变化，开关频率被锁定为一个内部循环，这样，开关频率为:
（3-4）
因此，和电感成反比，该产品的开关频率和是常数，那么最大的输出功率和恒定的电流在CC模式下将不会随初级绕组电感变化而变化，高达正负10%的初级绕组电感变化可以得到补偿。
OB2532提供开关频率调制，震荡频率是调制的这样方便能量分散的传递，扩频最大限度的减少了EMI的导带，因此简化了系统设计。
（六）电流传感器和前沿消隐
OB2532提供逐周期的电流限制，开关电流的检测是通过流入CS引脚的检测电阻实现的。内部前沿消隐电路能够在感测到外部功率MOS管的尖峰电压采取应对，这样感测外部输入尖峰电压的RC滤波就不在需要了。PWM的占空比取决于通过电流检测得到的输入电压和EA脚的输出电压。
（七）栅极驱动
外置功率MOS管的驱动由OB2532的一个专门的栅极驱动担任，太低的栅极驱动将导致MOS管的高传导和开关损耗加大，但是太高的驱动又将使得EMI效果不佳。一个很好的折中办法就是通过使用内置的输出强度控制推拉输出电路。
（八）可编程线缆压降补偿
在OB2532中，线缆的压降补偿是为了实现负载的良好调节。INV脚的偏移电压由流经分压电阻的电流来产生。流过COMP引脚的电流和电压成反比，也就是说，该脚是成反比的输出负载电流。因此减少的线缆损耗可得到补偿。当负载电流降低从满载到空载，INV引脚的失调电压降升高。它也可以通过编程调整分压电阻，来补偿各种线缆压降。
（九）保护控制
良好的供电系统的可靠性是通过它丰富的保护功能来实现的，包括逐周期的电流限制保护（OCP），VDD嵌位，电源软启动，以及根据VDD设置的电压锁定功能（UVLO）。VDD是由变压器的辅助绕组提供的。OB2532的输出将被关断当VDD低于欠压保护（ON）门限和功率转换器进入启动序列之后[12]。
3.2提高单片开关电源效率的方法

图3-4开关电源典型电路图
1、输入整流桥的选择
选择具有较大容量的整流桥并使之工作在较小的电流下,可减小整流桥的压降和功率损耗,提高电源效率。由二极管构成的整流桥的标称电源电流 I (U )应大于在输入电压为最小值U min时的初级有效电流,功率因数应取0.6～0.8之间,其具体数值取决于输入电压U和输入阻抗。
2、钳位二级管(VDZ)的选择
钳位电路主要用来限制高频变压器漏感所产生的尖峰电压并减小漏极产生的振铃电压。在图3-4所示的单片开关电源模块电路中,输入钳位保护电路由VDZ和VD1构成。为降低其损耗,VDZ可选用P6KE200型瞬变电压抑制二极管;VD1则选用BYV26C型快速恢复二极管。
3、输入滤波电容(C1)
输入滤波电容C1用于滤除输入端引入的高频干扰,C1的选择主要是正确估算其电容量。通常输入电压U1增加时,每瓦输出功率所对应的电容量可减小。
4、交流输入端电磁干扰滤波器(EMI)
图3-4中的和C6用于构成交流输入端的电磁干扰滤波器(EMI)。C6能滤除输入端脉动电压所产生的串模干扰,L2则可抑制初级线圈中的共模干扰。
5、限流保护电路
为限制通电瞬间的尖峰电流,可在输入端接入具有负温度系数的热敏电阻(NTC)。选择该电阻时应使之工作在热状态(即低阻态),以减小电源电路中的热损耗
6、输出整流管(VD2)
正确选择输出整流管VD2可以降低电路损耗, 提高电源效率。其方法一是选用肖特基整流管原因是其正向传输损耗低,且不存在快恢复整流管的反向恢复损耗;二是将开关电源设计成连续工作模式,以减小次级的有效值电流和峰值电流。输出整流管的标称电流应为输出直流电流额定值的3倍以上[14]。
7、输出滤波电容(C2)
电源工作时,输出滤波电容(C2)上的脉动电流通常很大。一般在固定负载情况下,通过C2的交流标称值IC2必须满足下列条件:IC2=(1.5～2)IR1式中,IR1是输出滤波电容C2上的脉动电流。设输出端负载为纯电阻性R1,那么,R1C2愈大,则C2放电愈慢,输出波形愈平坦。也就是说,在R1一定的情况下, C2愈大,输出直流电压愈平滑。
8、确保高频变压器的质量
设计时应确保高频变压器有合理的结构,同时应保证其具有较低的直流损耗和交流损耗且漏感小,线圈本身的分布电容及各线圈之间的耦合电容也要足够小。为达到上述目标,最主要的是要正确确定磁芯的形状、尺寸、磁芯材料以及线圈的绕制方法等。
(1)降低高频变压器的直流损耗
交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯损耗引起的。趋肤效应会使导线的有效流通面积减小,并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。由于高频电流对导线的穿透能力与开关频率的平方根成反比。为了减小交流铜损耗,其导线半径不得超过高频电流可达深度的两倍。事实上,在根据开关频率确定导线直径Φ后,实际制作时应用比Φ更细的导线多股并绕而不是用一根粗导线绕制。
(2)减小漏感
因为漏感愈大,产生的尖峰电压幅度愈高;而初级尖峰电压幅度愈高,初级钳位电路的损耗就愈大,从而将导致电源效率降低。所以,在设计高频变压器时,必须把漏感减至最小。对于低损耗的高频变压器,其漏感量应是开路时初级电感量的减小漏感的措施有减小初级线圈的匝数、增大线圈的宽度、增加线圈尺寸的高度与宽度之比、减小线圈之间的绝缘层以及增加线圈之间的耦合程度等[15]。
(3)减小线圈的分布电容
在开关电源的每个通、断转换期间,线圈分布电容将反复充、放电,这样,其上的能量被吸收将使电源效率降低。此外,分布电容与线圈的分布电感也会构成LC振荡回路,并产生振荡噪声。对于初级线圈的分布影响,可以采取如下措施来减小线圈的分布电容:一是尽量减小每匝导线的长度;二是将初级线圈的始端接漏极;三是在 初级线圈之间加绝缘层[16]。
3.3 EMC设计

图3-5EMI电路图
3.3.1电磁干扰源
元器件固有噪声。它们主要有热噪声，散粒噪声、接触噪声等，但是在功率转换的电子应用中，这类噪声并不重要，它只在信号变换，信息处理，通信接收等微弱信号处理中才有十分显著的影响。
半导体二极管在开关过程中产生的电磁噪声。在快速开通和关断的同时，瞬时变化的电压和电流，如其di/dt很大，就会形成很强的电磁噪声，例如二极管整流时由于非线性而产生的电流尖脉冲，不仅会产生二次、三次……及高次谐波的干扰，而且还会形成连续频谱的电磁干扰噪声，分布在较低的高频范围内。
功率半导体器件（如双极性三极管、场效应管、IGBT等），在开关过程中，存在很高的di/dt。
3.3.2电磁干扰中传导干扰的两种形式
电磁干扰按其性质来说，可以划分成两种形式：差模干扰和共模干扰。差模干扰是指在相线L与中线N之间存在相位相反的信号；共模干扰是在在相线L与地GND之间以及中线N与地GND之间存在的相位相同、幅度也基本相等的干扰信号。后一类来自电磁空间辐射、分布电容的寄生耦合，漏磁感应，即同一干扰源通过寄生参数耦合到相线和中线上，它对电源线的每一根的作用基本上相同的，因而所产生的干扰电压是同相位的、幅度也差不多一样。一般两种干扰是同时存在的，由于线路的阻抗不平衡，两种干扰在传输过程中还会相互转化，情况十分复杂[17]。
3.3.3如何消除和减少传导干扰
为了消除和减少传导干扰，满足电磁兼容要求，通常采取的措施有：电路布线设计、屏蔽、接地、加滤波电路等。
1、电路布线设计
产品内部的干扰主要来源于寄生耦合，在电路设计时要抑制寄生耦合的产生，减少那些寄生参数。实际布线时，将不同工作频率的走线分开，高压与低压的走线分开；处于强磁场的地线不应形成回路，以免感应出地环电流而造成干扰；产生电磁场较长的元器件和对电磁场敏感的元器件布置时应互相垂直、远离或加以屏蔽以减少互感耦合；各级电路最好按电原理图顺次排列，而不要交叉排列，务必使各级电路自成回路，前后电路间避免形成不良的寄生反馈。PCB的布线应尽量缩短，输入线最好远离带有高频电流的导线。
2、 外壳接地
（1）实现对电场的屏蔽，用屏蔽来消弱外界噪声引起的干扰。如对某些元器件单独进行小范围的屏蔽，其抑制电磁干扰的效果会更好。
（2）接地具有很低的阻抗，使系统中各路电流通过该公共阻抗直接接地，例如电源的相线和中线通过Y电容接外壳和大地，可以减小系统的传导干扰。为了避免漏电，伤及人身，Y电容一定要能足够承受较高的耐压而不击穿。
（3）保证人身和设备安全，这类接地分为防止设备漏电的安全接地和防止雷击的安全接地两种。
3、加装去耦电容
在开关管附近的电源加装去耦电容，使开关管开通瞬间所需的电流不再由电解电容提供，而由去耦电容就近为器件产生的ΔI噪声提供一个电流补偿源。一般去耦电容用一个容量较大的电容和容量较小的电容（相差100倍）来并联承担。
如果不接去耦电容，则开关管开通瞬间的所需的ΔI由电源提供，在电源及接地系统中会引起电流的波动，从而在PCB的走线上产生电流噪声。
4、采用无源滤波器
抑制传导干扰的方法虽有很多方法，但最有效的方法还是采用无源滤波器。对差模干扰和共模干扰所采用的滤波电路是不同的，要根据传导干扰的类型而采用不同形式的滤波电路[18]。
3.3.4差模滤波器及共模滤波器在EMC测试的各个频段的作用
根据GB17743-1999《电气照明和类似设备的无线电骚扰特性的限制和测量方法》的规定。在不同频率下允许的电磁干扰的准峰值及平均值如下表表示。
表3.2 EMC各频段限值
频率
允许值DbµV
准峰值
平均值
9-50KHz
110

50-150KHz
90-80

150KHz-0.5KHz
66-56
56-46
0.5-2.51MHz
56
46
2.51-3MHz
73
63
3.0-5.0MHz
56
46
5.0-50MHz
60
50

1、低频段9-15KHz
该频段主要以差模干扰为主。加大差模电容或是串一个差模电感，均会使干扰幅度大大降低。说明在这个频段差模干扰影响是较大的。同时串接共模电感后，干扰幅度也会降低，说明共模干扰也是存在的[13]。
2、中频段150KHz-2MHz
这个频段同时存在差模干扰和共模干扰，不过以共模干扰为主。所以要采用比较全面的滤波电路，对各个频段的干扰都有抑制作用。电路中的共模滤波Y电容要接地，这样才能达到效果。测试证明，采用两个2200µH的Y电容并接大地来抑制中频段的共模干扰，会得到满意的效果[19]。
3、总结：在设计滤波器时，除了对滤波器的效果有要求外，还要考虑成本问题，使电路结构最简单，占用空间最小，尽量将不必要的，价格昂贵而又作用不明显的元器件去掉。
3.4电路参数的计算
（一） 前沿计算
最小直流电压
（3-5）
最大直流电压
（3-6）
输入功率
（3-7）
视在功率
（3-8）
（二） AP计算磁芯大小和型号
（3-9）
—为和的乘积
—为变压器的视在功率（W）；
—工作磁通密度（T）；
—开关工作频率（）；铁心的选择就是选择一合适的AP值，使它输送功率时，铜损和铁损引起的温升在额定温升之内。
—窗口使用系数（K0 <1）；
—磁芯窗口面积；
需查表。
（3-10）

选材质为PC40的TDK磁芯，查表可知选=23 mm2的磁芯，变压器骨架为EE19
（三） 最大零界电流
（3-11）
（3-12）
四） 源边感量（断续模式）
（3-13）
（五）磁芯气隙
（3-14）

（六）匝数比
初级和次级匝数比：
（3-15）
初级和辅助绕组匝数比：
（3-16）
（七）绕组计算
初级绕圈：
（3-17）
其中是最低输入电压。
次级绕圈：
（3-18）
辅助绕组：
（3-19）
（八） 核算临界感量
（3-20）
T=20μS
符合要求
（九）计算线径
有效电流 ：
（3-21）
初级线径：
（3-22）
同理得次级线径：

（十）计算趋肤深度
（1）趋肤效应计算：高速开关下磁力线引起涡流，抵消中心电流，导线将形成空心导体[20]。
电流穿透深度，要求线径不超过穿透深度Δ的两倍为好。
本设计中的电流穿透深度
确定次级绕组的线径：
输出功率，输出电压
输出电流
所用铜线的电流密度J = 4A/mm2
所选铜线截面积
由

所以次级应选用0.33mm以上线径的铜线 。
（3）确定初级、反馈级绕组的线径。
设定变压器效率为80%,初级功率：
（3-23）

最小输入电压
（3-24）
（3-25）
由
（3-26）
所以初级应选用0.21 mm以上的线径
因为反馈级电流与初级相近，可与初级采用同样的线径。即反馈级选用的线径为0.21mm。
3.5变压器绕法
经计算后，变压按照如下图所示，Z型绕法，优点是减小高频变压器一次绕组的分布电容，从而降低一次侧开关损耗，使得空载损耗大幅度降低。

图3-6变压器设计图
3.6测试数据
对本设计驱动进行空载、带载以及EMC测试，明确实物参数的同时可借助仪器进行新的调试。

表3.3 空载功耗和输出
输入电压
输入功耗 (mW)
输出电压 (V)
规格
测试结果
85Vac/50Hz
127
33.5

<200mW

通过
160Vac/50Hz
153
33.4
220Vac/50Hz
185
33.3
245Vac/50Hz
198
33.3
（一）电流特性
表3.4 恒流效果一览表
输入电压
70%
80%
90%
100
规格
测试结果
100Vac/50Hz
328mA
326mA
325mA
324mA
317.2-352.8mA

<3.6%
120Vac/50Hz
327mA
327mA
326mA
327mA
317.2-352.8mA
220Vac/50Hz
338mA
337mA
336mA
337mA
317.2-352.8mA
240Vac/50Hz
338mA
337mA
337mA
336mA
317.2-352.8mA

图3-7不同输入电压情况下的电流折线图
（二） 功率测试
表3.5不同负载效率
Input volage
22
24
26
28
30
32
34
aver.Eff.
Sepc.
110Vac/50Hz
75%
75%
76%
76%
76%
75%
76%
76%
>75%
220Vac/50Hz
75%
75%
75%
80%
80%
81%
81%
78%

图3-8不同负载时效率折线图

（三）EMC测试通过GB17743标准

图3-9EMC测试L线

图3-10EMC测试N线

Item
Module
AC source
EVERFINE_PF9800
Digital Power Meter
VICTOR Vc9808+
Elictrical load
CHROMA6312
Oscilloscope
TEKtrouix_DPO3034
表3.7测试仪器

图3-11 10WLED恒流源驱动电源电路原理图

图3-16 10W-LED光源

图3-17满载时电压和电流的波形图

图3-18INV引脚波形图

图3-19MOS管驱动波形
第四章 结论
本文设计了一款LED恒流驱动电源，采用单端初级电感变换器，电流控制模式的PWM，具有体积小，成本低的特点，适合于做小功率LED驱动电源，诸如台灯，地灯，小射灯等。
本次设计主要完成了以下几个工作：
（1） 通过对市场现有LED驱动的分析，讨论得出本设计的驱动方案；
（2） 理解LED驱动采用恒压和恒流的实质区别，并能将区别体现与电路中；
（3） 了解变压器的原理，实现本设计要求变压器的相关计算，尽可能减小消耗；
（4） 通过选择不同元件及参数变换，尽可能提高驱动的功率因数；
（5） 能够通过公司EMC实验室的电磁干扰测试。
本设计自行设计原理图和PCB板，最后做出实物并驱动了10W LED，点亮时无闪烁，电流恒流精度<5%,功率因数达0.566（无功率因数校正），效率>75%，并且实现了全电压恒流。
调试问题汇总：
（1） 按照PI公司提供的参考图做成PCB板，不能实现恒流恒压，甚至无输出，多方实验发现原因如下：①LED驱动工作在高频段，PCB的布线很容易出现高频干扰，是芯片进去保护；②不同PCB布线的参数要求不一致，尤其是芯片周围参数；③偏置绕组输出电压过高，芯片进保护；④输出滤波电容要求不达标。解决方法：按原理图输入-输出布板，保证不同频率走线垂直或远离，消除寄生电感，调整芯片周围参数。
（2） 实现了恒流或恒压，但是恒流恒压精度很低，分析原因如下：①整流后的吸收回路参数不当，未达到吸收效果；②输出滤波采用快恢复管取代超快恢复管；③调整输出吸收回路未达到效果。解决办法：调整吸收回路参数，达到阻抗匹配，使吸收效果尽可能满意，降低恢复管恢复速度，让漏感不能通过。
（3） 当决定选择恒流源时，恒流电路的选择总是达不到恒流效果，分析原因：①恒流和恒压采样电路未实质上区分；②芯片已烧毁。解决办法：①详读采样电路相关文献，区分二者区别：重新调整偏置绕组圈数，降低供电电压并在芯片的供电端并18伏稳压管，保证芯片安全。
（4） 输出端电压过高，导致失效，分析原因如下：①芯片周围参数中控制输出电压的取样电阻组织过大；②次级绕组圈数过少，输出电压高居不下。解决方法：调整电压取样电阻，使输出满足设计要求并且加大次级绕组圈数，降低输出电压。
（5） 无输出电压，分析原因如下：①芯片进入保护；②电流过大导致供电脚的快恢复管失效③稳压管被击穿。解决方案：继续调整参数，降低芯片周围的电流值，将贴片的快恢复管用允许大电流通过得插件快恢复管。
（6） 重新刻PCB板发现输入短路，或输出电压仅为5V左右，分析原因如下：①输入滤波电容极性插反；②PCB刻板短路线接入出错。解决方案：调整电容，细查PCB板。
（7） 电路板短路后，无输出电压，分析原因如下：①芯片不工作，无输出；②稳压管失效。解决方案：跟换稳压管。
（8） 恒流电流过高或过低，分析原因：采样电阻取值不合理，跟换取样电阻。
（9） 同样参数的两块电路板恒流效果不一样。分析原因：电流取样电阻精度选择不够，应选取1%误差的取样电阻。
（10）实验中MOS管下端取样电阻被烧毁。分析原因：流经取样电阻的电流较大，不应该采用小功率的贴片电阻，应采用2W的金属氧化物电阻。

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