第六章++振幅调制、+解调及混频(08).ppt

第二级,第三级,第四级,第五级,高频电路原理与分析,第,6,章振幅调制、解调及混频,第,6,章 振幅调制、解调及混频,6.1,振幅调制,6.2,调幅信号的解调,6.3,混频,6.4,混频器的干扰,非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件相乘的作用产生与输入信号波形的频率不同的信号。,当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号频谱无失真的在频率轴上搬移，则称之为线性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。,(a),调幅原理,(c),检波原理,(b),混频原理,频谱搬移电路的特性,2),从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而都属于所谓的线性频率变换。,1),它们的实现框图几乎是相同的，都是利用非线性器件对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，滤除无用频率分量。,3),频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信号的频率决定，它们可以用乘法电路实现。,频谱搬移电路的特性,用调制信号去控制载波信号某个参数的过程,1.,定义,:,6.1,振幅调制,音 频,放大器,声音,话 筒,载 波,振荡器,高 频,放大器,振 幅,调制器,antenna,调幅波的性质,1.,普通调幅波的数学表示式,首先讨论单音调制的调幅波。,载波电压：,调制电压：,调幅信号（已调波）：,由于调幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有：,，式中,为比例常数,即：,式中,m,a,为调制度,（调幅度），,表示调制深度的量,0m,U,时,由式,(538),可知,流过二极管的电流,i,D,为,(629),图,616,单二极管调制电路及频谱,c,，,2n,c,n=1,2,(2n+1),c,n=0,1,2,中心频率,:,f,c,带宽,:,2F,图,57,二极管平衡电路,二极管平衡电路,（,1,）输入信号,u,1,的频率分量,1,;,（,2,）由输入信号,u,1,的频率,1,与控制信号,u,2,的奇次谐波分量的组合频率分量,（,2n+1,）,2,1,n=0,1,2,。,（,1,）输入信号,u,2,的频率分量,22,）由输入信号,u,1,的频率,1,与控制信号,u,2,的奇次谐波分量的组合频率分量,（,2n+1,）,2,1,n=0,1,2,。,（二）,DSB,调制电路,1.,二极管调制电路,单二极管电路只能产生,AM,信号,不能产生,DSB,信号。,二极管平衡电路和二极管环形电路,可以产生,DSB,信号。,图,619,二极管平衡调制电路,中心频率,:,f,c,带宽,:,2F,图,57,二极管平衡电路,二极管平衡电路,（,1,）输入信号,u,1,的频率分量,1,;,（,2,）由输入信号,u,1,的频率,1,与控制信号,u,2,的奇次谐波分量的组合频率分量,（,2n+1,）,2,1,n=0,1,2,。,（,1,）输入信号,u,的频率分量,;,（,2,）由输入信号,u,的频率,与控制信号,u,c,的奇次谐波分量的组合频率分量,（,2n+1,）,c,n=0,1,2,。,i,L,中包含,F,分量和,(2n+1),f,c,F,(n=0,1,2,),分量,若输出滤波器,的中心频率为,f,c,带宽为,2F,谐振阻抗为,R,L,则输出电压为,(634),图,622,双平衡调制器电路及波形,电流,i,L,中的频率分量只有输入信号,u,的频率,与控制信号,u,c,的奇次谐波分量的组合频率分量,（,2n+1,）,c,n=0,1,2,。,3.,SSB,调制电路,(1),滤波法,滤波器法实现单边带调制,DSB,信号经过带通滤波器后，滤除了下边带，就得到了,SSB,信号。由于,0,max,，上、下边带之间的距离很近，要想通过一个边带而滤除另一个边带，就对滤波器提出了严格的要求。,图,626,滤波法产生,SSB,信号的框图,图,627,理想边带滤波器的衰减特性,(2),相移法,相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。如图所示,相移法单边带调制器方框图,图中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是互相移相,90,。,因此，输出电压为,移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得,SSB,信号。在,SSB,信号分析中我们已经得到了式,(625,),重写如下,:,图,628,移相法,SSB,信号调制器,移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条件,:,(1),两个调制器输出的振幅应完全相同,(2),移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的,2,相移。,6.2.1,调幅解调的方法,振幅解调,(,又称检波,),是振幅调制的逆过程。它的作用是从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。,从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失真地从载波频率附近搬移到零频率附近,因此，检波器也属于频谱搬移电路。,6.2,调幅信号的解调,输入电压为,v,1,，输出电压为,v,2,，则检波前后的波形如图所示，输出电压,v,2,是已恢复的原调制信号。,检波前后的波形图,检波器的组成应包括三部分，高频已调信号源，非线性器件，,RC,低通滤波器。其如下图所示,包络检波,同步检波：,DSB,和,SSB,必须用同步检波,检波器分类,:,：峰值包络检波，适用于,AM,波,载波被抑制的已调波解调原理,解调普通调幅波组成原理框图,非线性 电路,低通,滤 波器,从已调波中检出包络信息,，只适用于,AM,信号,输入,AM,信号,检出包络信息,图,630,包络检波的原理框图,图,631,同步解调器的框图,同步检波又可以分为乘积型,(,图,632(a),和叠加型,(,图,632(b),两类。它们都需要用恢复的载波信号,u,r,进行解调。,图,632,同步检波器,6.2.2,二极管峰值包络检波器,1,二极管串联检波器电路及工作原理,图,635(a),是二极管串联峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管,V,D,和,RC,低通滤波器组成。可以看出，信号源、二极管和,RC,滤波网络为串联关系。,图,635,二极管峰值包络检波器,(a),原理电路,(b),二极管导通,(c),二极管截止,充电时间常数为,r,d,C,放电时间常数为,RC,RC,电路：,二是作为检波器的负载，在其两端输出已恢复的调制信,号,一是起高频滤波作用。,故必须满足,及,式中,c,为输入信号的载频,在超外差接收机中则,为中频,I,，,为调制频率。在理想情况下RC,网络的阻,抗,Z,应为,为了滤掉高频分量，保留低频分量，,RC,的值应该满足：,式中,c,为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频,I,，,为调制频率，,1/RC,是低通网络的高频截止频率。在理想情况下,RC,网络的阻抗,Z,应为：,当输入等幅波时,当在输入信号的正半周，二极管导通，快速给电容充电，当输入下降后使二极管截止时，电容放电，但放电要比充电慢的多，因此，达到平衡后，二极管只在输入信号的峰值附近才导通，通角很小。图,6-36,是输入为等幅波时的工作过程。,图,636,加入等幅波时检波器的工作过程,从这个过程可以得出下列几点,:,检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻,R,放电的交替重复过程。,由于,RC,时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位,(,因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即,U,o,U,m,),。,二极管电流,i,D,包含平均分量,(,此种情况为直流分量,),I,av,及高频分量。,输出电压的平均电压接近输入振幅，并具有高频纹波电压。,输入电压振幅一定要大于二极管的势垒电压，因此这是一个大信号检波器。,图,6-37,是大信号检波器达到平衡时的电流电压波形。,图,635,检波器稳态时的电流电压波形,当输入,AM,信号时,因为平衡后，二极管总是在输入信号每个周期的峰值附近导通，因此输出电压与输入信号包络相同。二极管电流的平均分量,I,av,流过,R,形成检波输出，而高频分量被,C,滤掉了。,设输入信号为：,则检波输出为：,图,6-36,是输入为,AM,信号时的检波器输出波形。图,6-37,是输入为,AM,信号时的检波二极管的电压及电流波形。,图,636,输入为,AM,信号时检波器的输出波形图,图,637,输入为,AM,信号时,检波器二极管的电压及电流波形,图,638,包络检波器的输出电路,2,性能分析,1),传输系数,K,d,检波器传输系数,K,d,或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为,U,m,输出直流电压为,U,o,则,K,d定义为,(643a),(643b),由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性,(,忽略二极管的导通电压,V,P,),则由图,635,有,:,(644),(645),式中,u,D,=,u,i,-,u,o,g,D,=1/,r,D,为电流通角,i,D,是周期,性余弦脉冲,其平均分量,I,0,为,式中,0,(),、,1,(),为电流分解系数。,由式,(643(a),和图,635,可得,基频分量为,(646),(647),(648),由此可见,检波系数,K,d,是检波器电流,i,D,的通角,的函数,求出,后,就可得,K,d,。,由式,(646),U,o,=,I,0,R,有,(649),等式两边各除以,cos,可得,(650),当,g,D,R,很大时,如,g,D,R,50,时,tan-,3,/3,代入式,(6-50),有,(651),图,639,K,d,g,D,R,关系曲线图,图,640,滤波电路对,K,d,的影响,2),输入电阻,R,i,检波器的输入阻抗包括输入电阻,R,i,及输入电容,C,i,如图,641,所示。输入电阻是输入载波电压的振幅,U,m,与检波器电流的基频分量振幅,I,1,之比值,即,(652),输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响,着回路的有效,Q,值及回路阻抗。由式,(647),有,(653),图,641,检波器的输入阻抗,当,g,D,R,50,时,很小,sin-,3,/6,cos1-,2,/2,代入上式,可得,3,检波器的失真,惰性失真（或对角线切割失真）,原因:由于负载电阻,R,与负载电容,C,的时间常数,RC,太大所引起的。这时电容,C,上的电荷不能很快地随调幅波包络变化,从而产生失真。,不产生失真的条件:为了防止惰性失真，只要适当选择,RC,的数值，使检波器能跟上高频信号电压包络的变化就行了。,现象:,不能跟随包络变化,为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容,C,通过,R,放电的速度大于或等于包络的下降速度,即,(655),如果输入信号为单音调制的,AM,波,在,t,1,时刻其包络,的变化速度为,(656),二极管停止导通的瞬间,电容两端电压,u,C,近似为输入电压包络值,即,u,C,=,U,m,(1+mcos,t,),。从,t,1,时刻开始通过,R,放电的速度为,将式,(656),和式,(657),代入式,(655),可得,实际上,不同的,t,1,U,(t),和,C,u,的,下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证,A,值最大时,仍有,A,max,1,。,故令,d,a,d,t,1,=0,得,代入式,(658),得出,不失真条件如下,:,(659),(660),(661),图,643,底部切削失真,这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。,底部切削失真,底部切削失真,(,负峰切割失真,),因为,C,g,较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值,U,C,可以把它看作一直流电源。它在电阻,R,和,R,g,上产生分压。在电阻,R,上的压降为,:,(6-62),这个电压正好是二极管的反向电压，当它大于调幅波的最小幅度为,U,C,(1-m),时。二极管就会截止，产生切割失真。因此，由图,646(b),可以看出,要避免底部切削失真,应满足,:,(6-63),(6-64),从式,(6-64),可以看出，要避免底部切削失真，一定要设法增大交流阻抗和直流阻抗的比值。在图,6-46,中，直流阻抗为,R,，而交流阻抗为,R/,R,g,.,解决交、直流阻抗差别可以采取如下措施。如图,6-47,。,图,644,减小底部切削失真的电路,(a),中是把,R,分成两个电阻的串联来提高交流阻抗，,(b),是利用射极跟随器来使交、直流阻抗近似相等。,4,实际电路及元件选择,图,645,检波器的实际电路,根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下,:,(1),回路有载,Q,L,值要大,(2),为载波周期,(3),(4),(5),5.,二极管并联检波器,除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器,、视频检波器等。这里讨论并联检波器。,图,646,并联检波器及波形,(a),原理电路,(b),波形,(c),实际电路,根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在,R,上,一部分转换为输出平均功率,即,当,U,av,U,C,时,(,U,C,为载波振幅,),有,(665),6,小信号检波器,小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即,一般小信号检波时,K,d,很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为,(666),(667),将它代入上式,可求得,i,D,的平均分量和高频基波分量振幅为,若用,I,av,=,I,av,-,a,0,表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则,(668),相应的,K,d,和,R,i,为,(669),(670),若输入信号为单音调制的,A,M,波,因,c,可用包络函数,U,(t),代替以上各式中的,U,m,(671),图,647,小信号检波,6.2.3,同步检波,1,乘积型,设输入信号为,DSB,信号,即,u,s,=,U,s,cos,t,cos,c,t,本地恢复载波,u,r,=,U,r,cos(,r,t,+,),这两个信号相乘,(672),经低通滤波器的输出,且考虑,r,-,c,=,c,在低通,滤波器频带内,有,(673),由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即,r,=,c,=0,则,u,o,=,U,o,cos,t,(674)无失真地将调制信号恢复出来。若恢复载波与发射载频有一定的频差,即,r,=,c,+,c,u,o,=,U,o,cos,c,t,cos,t,(675),引起振幅失真。若有一定的相差,则,u,o,=,U,o,coscos,t,(676),图,648,几种乘积型解调器实际线路,2.,叠加型,叠加型同步检波是将,DSB,或,SSB,信号插入恢复载波,使之成为或近似为,AM,信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对,DSB,信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的,AM,波。图,649,就是一叠加型同步检波器原理电路。,设单频调制的单边带信号,(,上边带,),为,us,=,U,s,cos(,c,+),t,=,U,s,cos,t,cos,c,t,-,U,s,sin,t,sin,c,t,恢复载波,u,r,=,U,r,cos,r,t,=,U,r,cos,c,t,u,s,+,u,r,=(,U,s,cos,t,+,U,r,)cos,c,t,-,U,s,sin,t,sin,c,t,=,U,m,(,t,)cos,c,t,+(,t,),(677),式中,(678),(679),(680),式中,m,=,U,s,/,U,r,。当,m,U,s,时,上式可近似为,(681),(682),图,649,叠加型同步检波器原理电路,图,650,平衡同步检波电路,采用图,650,所示的同步检波电路,可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路,上检波器输出如式,(682),下检波器的输出,u,o2,=,K,d,U,r,(1-mcos,t,)(683),则总的输出,u,o,=,u,o1,-,u,o2,=2K,d,U,r,m,cos,t,(684),6.3,混频,6.3.1,混频的概述,1,混频器的功能,混频器是频谱线性搬移电路,是一个六端网络。它有两个输入电压,输入信号,u,s,和本地振荡信号,u,L,其工作频率分别为,f,c,和,f,L,输出信号为,u,I,称为中频信号,其频率是,f,c,和,f,L,的,差频或和频,称为,中频,f,I,f,I,=,f,Lf,c,(,同时也可采用,谐波的差频或和频,),。,图,651,混频器的功能示意图,图,652,三种频谱线性搬移功能,(a),调制,(b),解调,(c),混频,2,混频器的工作原理,设输入到,混频器中的输入已调信号,u,s,和本振电压,u,L,分别为,u,s,=,U,s,cos,t,cos,c,t,u,L,=,U,L,cos,L,t,这两个信号的乘积为,(685),(686),图,653,混频器的组成框图,本振为单一频率信号,其频谱为,F,L,()=,(-,c,)+(+,c,),输入信号为己调波,其频谱为,F,s,(),则,(687),图,654,混频过程中的频谱变换,(a),本振频谱,(b),信号频谱,(c),输出频谱,3,混频器的主要性能指标,1),变频增益,变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅,U,I,与高频输入信号电压振幅,U,s,之比,即,(688),同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率,P,I,与输入高频信号功率,P,s,之比,即,2),噪声系数,混频器的噪声系数,NF,定义为,通常用分贝数表示变频增益,有,(689),(690),(691),输入信噪比,(,信号频率,),输出信噪比,(,中频频率,),(692),3),失真与干扰,变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外,还会产生各种非线性干扰,如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。,4),变频压缩,(,抑制,),在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性,关系,如图,655,所示。,图,655,混频器输入、输出电平的关系曲线,5),选择性,混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号,(,反映为中频,即,f,I,=,f,L,-,f,c,),而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混,杂很多与中频频率接近的干扰信号。,6.3.2,混频电路,1晶体三极管混频器,图,656,晶体三极管混频器原理电路,(693),经集电极谐振回路滤波后,得到中频电流,i,I,(694),变频跨导,g,C,=,g,m1,2,g,m1,只与晶体管特性、直流工作点及本振电压,U,L,有关,与,U,s,无关,故变频跨导,g,C,亦有上述性质。由式,(694),有,输出中频电流振幅,输入高频电压振幅,(695),(696),(697),图,657,g,C,U,L,的关系,图,658,g,C,E,b,的关系,图,659,混频器本振注入方式,2,二极管混频电路,在高质量通信设备中以及工作频率较高时,常使用二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、电路简单、组合分量少。图,661,是二极管平衡混频器的原理电路。输入信号,u,s,为已调信号；本振电压为,u,L,有,U,L,U,s,大信号工作,由第,5,章可得输出电流,i,o,为,(698),输出端接中频滤波器,则输出中频电压,u,I,为,(6100),图,660,收音机用典型变频器线路,(a),中波,AM,收音机的变频电路,(b)FM,收音机变频电路,图,660,收音机用典型变频器线路,(a),中波,AM,收音机的变频电路,(b)FM,收音机变频电路,图,662,为二极管环形混频器,其输出电流,i,o,为,经中频滤波后,得输出中频电压,(6100),(6101),图,661,二极管平衡混频器原理电路,图,662,环型混频器的原理电路,图,663,正交混频器,3,其它混频电路,图中输入变压器是用磁环绕制的平衡,不平衡宽带变压器,加负载电阻,200,以后,其带宽可达,0,5,30MHz,。,XCC,型乘法器负载电阻单边为,300,带宽为,0,30MHz,因此,该电路为宽带混频器。,图,664,差分对混频器线路,图,665,用模拟乘法器构成混频器,图,666,场效应管混频器的实际线路,加在两管栅极的交流电压分别为,u,GS1,=,u,s,+u,L,和,u,GS2,=-,u,s,+,u,L,两管的漏极交流电流分别为,i,D1,=,a,(,u,s,+,u,L,)+,b,(,u,s,+,u,L,),2i,D2,=,a,(-,u,s,+,u,L,)+,b,(,u,s,+,u,L,),2,流过变压器,T,2,的交流电流为,i,D,=,i,D1,-,i,D2,=2,au,s,+4,bu,s,u,L,图,667,场效应管平衡混频器电路,图,668,场效应管环形混频器,6.4,混频器的干扰,6.4.1,信号与本振的自身组合干扰,对混频器而言,作用于非线性器件的两个信号为输入信号,u,s,(,f,c,),和本振电压,u,L,(,f,L,),则非线性器件产生的组合频率分量为,f,=,pf,L,qf,c,(6102),式中,p,、,q,为正整数或零。当有用中频为差频时,即,f,I,=,f,L,-,f,c或,f,I,=,f,c,-,f,L,只存在,pf,L,-,qf,c,=,f,I,或,qf,c,-,pf,L,=,f,I,两种情况可能会形成干扰,即,pf,L,-,qf,c,f,i,(6103),这样,能产生中频组合分量的信号频率、本振频率与中频频率之间存在着下列关系,(6104),当取,f,L,-,f,c,=,f,I,时,上式变为,(6105),f,c,f,I,称为变频比。如果取,f,c,-,f,L,=,f,I,可得,(6106),表,61,f,c,f,I,与,p,、,q,的关系表,6.4.2,外来干扰与本振的组合干扰,这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器的非线性而形成的假中频。设干扰电压为,u,J,(,t,)=,U,J,cos,J,t,频率为,f,J,。,接收机在接收有用信号时,某些无关电台也可能被同时收到,表现为串台,还可能夹杂着哨叫声,在这种情况下,混频器的输入、输出和本振的示意图见图,669,。,图,669,外来干扰的示意图,如果干扰频率,f,J,满足式,(6104),即,就能形成干扰。式中,f,L,由所接收的信号频率决定,用,f,L,=,f,c,+,f,I,代入上式,可得,(6107),1.,中频干扰,当干扰频率等于或接近于接收机中频时,如果接收机前端电路的选择性不够好,干扰电压一旦漏到混频器的输入端,混频器对这种干扰相当于一级,(,中频,),放大器,放大器的跨导为,g,m,(t),中的,g,m0,从而将干扰放大,并顺利地通过其后各级电路,就会在,输出端形成干扰。,图,670,抑制中频干扰的措施,(a),提高选择性,(b),加中频陷波电路,2,镜像干扰,设混频器中,f,L,f,c,当外来干扰频率,f,J,=,f,L,+,f,I,时,u,J,与,u,L,共同作用在混频器输入端,也会产生差频,f,J,-,f,L,=,f,I,从而在接收机输出端听到干扰电台的声音。,f,J,、,f,L,及,f,I,的关系如图,6,71,所示。,图,671,镜像干扰的频率关系,3,组合副波道干扰,这里,只观察,p=q,时的部分干扰。在这种情况下,式,(6107),变为,(6108),图,672,副波道干扰的频率分布,6.4.3,交叉调制干扰,(,交调干扰,),由非线性器件的,i,=,f,(,t,),展开成泰勒级数,其四阶项为,a,4,u,4,。设,u,=,u,J,+,u,s,+,u,L,这里,u,J,=,U,J,(1+,m,J,cos,J,t,)cos,J,t,u,s,=,U,s,cos,c,t,u,L,=,U,L,cos,L,t,图,673,交调干扰的频率变换,6.4.4,互调干扰,由四次方项,a,4,u,4,可分解出,u,2,J1,u,J2,u,L,项,其中有,U,2,J1,(1+cos2,J1,t,),U,J2,U,L,cos,J2,t,cos,L,t,f,J1,-,f,J2,=,f,c,-,f,J1,(6109),图,674,互调干扰的示意图,6.4.5,包络失真和阻塞干扰,与混频器非线性有关的另外两个现象是包络失真和阻塞干扰。包络失真是指由于混频器的“非线性”,输出包络与输入包络不成正比。当输入信号为,一振幅调制信号时,(,如,AM,信号,),混频器输出包络中出现新的频率分量。,6.4.6,倒易混频,在混频器中还存在一种称之为倒易混频的干扰。其表现为当有强干扰信号进入混频器,时,混频器输出端的噪声加大,信噪比降低。,图,675,倒易混频的产生过程,