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电力电子课程设计上海交通大学电气工程系电力电子课程设计报告采用双PWM控制的风力发电并网变流器电力电子课程设计上海交通大学电气工程系目录摘要.3第0章 绪论.40.1.课程设计要求.40.2.风力发电并网系统简介.40.3.课程设计流程.5第1章 主电路选型.61.1 整流电路选型.71.2 后级变换电路选型.8第2章 主电路有源器件参数计算.112.1 主电路开关器件选择.112.1.1 智能功率模块MIG50Q201H简介.11第3章 主电路无源器件参数计算.143.1 直流电压的确定.143.2 交流侧电感的选择.143.3 直流侧稳压电容选择.15第4章 有源电路的驱动、保护原理设计.164.1 有源IPM驱动电路设计.164.2 IPM 驱动电路设计.184.3 保护电路设计.19第5章 控制、检测电路原理设计.215.1 控制电路设计.215.1.1 基于TMS320F2812控制电路的设计.215.1.2 TMS320F2812 的主要特点.225.13 基于TMS320F2812的控制电路板的设计.235.2 信号检测电路设计.255.2.1 电网电压相位过零点检测电路.255.2.2 直流母线电压检测.265.2.3 电流检测电路.28第6章 散热设计.306.1 散热基础设计.306.2 IGBT散热计算.32第7章 仿真.337.1 设计技术参数及要求.3372 系统仿真设计.337.3 仿真结果.34第8章 参考文献.37电力电子课程设计上海交通大学电气工程系摘要随着全球能源危机和环境污染的日益严重，风能和太阳能作为当前最理想的绿色能源越 来越受到各国的重视。但是由于风力发电的波动性和分散性，如果直接并入电网会对电网产 生冲击，所以必须使风力发电的输出电压稳定在一定的电压和频率值之后才能并入电网，实 现柔性并网。解决这一问题的核心就是风力发电并网变流器。在本次课程设计中，我们组设计了双PWM脉宽调制技术控制的并网变流器。本文针对风 力发电并网变流器的原理，设计了对整流和逆变部分的PWM+PWM电路拓扑结构，分析 了前级全桥整流电路和后级全桥逆变电路的工作原理，计算了主电路各无源器件和有源器件 的参数并进行选型。对于有源器件设计了驱动电路使其能够正确工作。根据系统的总体控制方案，采用DSP作为主控制芯片，设计了基于TMS320F2812的双 PWM控制变换器硬件控制系统。给出了控制框图及硬件资源的分配和常用的控制策略，设 计了信号检测电路并分析了保护和散热原理。最后对设计的系统进行仿真。关键词：风力发电，双PWM变流器，硬件电路，元件选型，DSP芯片控制电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第0章绪论0.L课程设计要求风力发电并网变流器（AC-DC-AC z交-直-交双PWM控制）技术要求：输入电压：三相交流 相电压250V（波动10频率30Hz 输出电压：三相交流相电压220V,频率50Hz最大输出电流：50A工作温度：0500.2.风力发电并网系统简介在能源危机日益严重的今天，寻找绿色环保可持续的新能源来替代原有的化石燃料已成 为人类的当务之急。风能作为一种取之不尽用之不竭的绿色能源，它的开发利用能够解决化 石燃料燃烧所带来的诸多环境问题，是人类的理想替代能源。通过风力发电并网系统将风能 转化为电能是一种非常有效的利用风能的手段。风力发电并网系统就是利用双馈式风力发电 机将风能转换成三相交流电输出，经过三相全桥整流使之转换成直流电，经过稳压电容后再 三相逆变，将直流电转换成负荷市电电网要求的三相交流电之后并入公共电网。双PWM变换器整体硬件构成如图0.1所示，整个系统由输入滤波电感、两块智能功 率模块QPM）、直流滤波电容三部分组成的主电路、以F2812为核心的控制电路、IPM的 驱动和保护电路、各相关检测电路、电源电路、通讯电路等部分组成。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系滤波电,感I-.r.一电网侧变换器IPM1_L_ _T26 曲 PWM1 1俏弓TPMWT保护yii牌A6)PWM信号6 次 PWM转子倜变换器过书.点检 测电 照It流用线电和 检测1111路电流索尔6 评 PWM 俏号PWMM流尔感 电赛传电雷传PWMJ4 锹俏号器信号处I11)DSP控制系统速度检测RS232 串行逋信|匕位机-传感电压.禧尔传他 器BA网 电保护电跖 传憎器器图0.1双PWM变换器硬件整体框图0.3.课程设计流程本次课程设计所做主要工作如下：主电路选型：包含风力发电机转子侧的整流电路选型和后级电网侧的变换电路选型。主电路参数的计算：包括无源器件和有源器件的具体型号及设计参数，根据工作条件考 虑各项电气参数。有源电路的驱动、保护原理设计：包括IGBT元件的驱动电路以及基于DSP芯片的控制、驱动和保护电路，是交-直-交系统能够符合设计要求并安全稳定工作。散热设计：简要计算开关管的功率损耗，考虑散热问题。仿真：利用PSPICE和Matlab/Simulink仿真软件分析电路的工作过程。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第1章主电路选型双馈风力发电机的双PWM变换器是一个交-直-交变流装置，是两个变流器通过中间 直流环节的连接。常规设计中这两个变流器分别采用二极管整流器和晶闸管(或其他全控开 关器件)有源逆变器，存在电流谐波比较大、动态响应慢、损耗大以及不能实现四象限运行 等缺点。本文对两个变流环节均采用基于全控型器件的四象限运行的PWM变换器，不仅 可以提高系统的动态响应，减少损耗和冲击，实现电能的双向传输，同时还能实现风力发电 机网侧功率因数为1，使电流波形控制为正弦。双PWM变换器主电路拓扑结构如图1.1 所示，为方便起见，将整个系统分成交流电网侧、网侧PWM变换器、直流侧、转子侧PWM 变换器和双馈发电机。交流电网侧 PWM整流器直流侧 PWM逆变器 DFIG转子侧 图1.1双PWM变换器主电路拓扑结构图(1)双PWM变换器在结构上、功能上都相对独立。网侧变换器的主要功能是实现对交流 侧输入功率因数控制和控制直流环节电压稳定。转子侧变换器的主要功能是在转子侧实现对 输出有功功率、无功功率的解耦控制，两个变换器通过相对独立的控制系统完成各自的功能。(2)双PWM变换器的两个变换器均可实现能量的双向流动，两侧均可在整流/逆变状态间 电力电子课程设计上海交通大学电气工程系转换。当DFIG在亚同步运行状态下运行时，网侧变换器运行在整流状态，转子侧变换器 运行在逆变状态，能量从电网流向DFIG转子；当DFIG在超同步状态下运行时，网侧变 换器运行在逆变状态，机侧变换器运行在整流状态，能量从DFIG转子流向电网。(3)双PWM型变换器具有较强的无功功率控制能力。由于DFIG是异步发电机，空载时 转子需要吸收一部分无功功率进行励磁；而当定子输出感性无功功率时，转子需要吸收更多 的无功功率。这就需要转子变换器具有产生一定无功功率的能力。1.1 整流电路选型图1.2发电机侧PWM原理图由于采用了双PWM脉宽调制系统，所以在发电机侧采用PWM电路。这样本身就具 有了 BOOST升压功能，无需额外的升压电路，发电机可以在很宽的风速范围内运行，而且 允许功率双向流动，减少对电网的谐波污染。以IGBT构成6个逆变器电子开关，每个开关并联一个续流二极管，防止电流反向时烧电力电子课程设计上海交通大学电气工程系坏IGBT。随着控制角的不同，逆变器正向工作时，稳压电容上就出现不同的电压波形:M Pos:-IOO.OjusCH2+5WM 2.50msCH2/UHZ5QQV M 2.50ms CH2/图1.3三相全控整流。二30。和。=60 Ud波开乡处于逆变工作状态时，输出电压波形如下：lek n estop mpos：-100,0kCH2+5Q0V M 2,50mS CH2/图1.4三相有源逆变R=30。和R=60 Ud波形1.2 后级变换电路选型后级变换电路采用SPWM电路输入直流电压的情况下，输出标准的正弦波电压。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系Figure 8-21 Three-phase inverter.图1.5电网侧SPWM变换器拓扑结构通过控制器发出的方波控制信号，输出端产生基波为正弦波的方波电压，再经过滤波 装置即可产生标准的正统波电压输出。“AN-uan hz.FundamentalML图1.6三相PWM波形与谐波网侧变换器的控制目标是：电力电子课程设计 上海交通大学电气工程系(1)保持输出直流电压恒定且有良好的动态响应能力;(2)确保交流侧输入电流正弦，功率因数为lo故输入电流的有效控制是网侧变换 器控制的关键。从本质上讲，网侧变换器是一个涉及交、直流电能形态转换的能量变 换系统。由于无穷大电网电压基本恒定，对输入电流实施快速有效的控制也就能有效 地控制能量流动的速度和大小。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第2章主电路有源器件参数计算2.1主电路开关器件选择在大功率电力电子器件的应用中,IGBT已成为应用的主流。IGBT为电压驱动型，其 优点在于驱动功率小、开关损耗小、饱和压降低、开关速度高、热稳定性能好、驱动电路简 单以及可耐高电压、大电流。目前，由IGBT单元构成的功率模块在智能化方面得到了迅 速发展，智能功率模块IPM(Intelligent Power Module)不仅包括基本组合单元和驱动电 路，还具有保护和报警功能，以其完善的功能和较高的可靠性为电力电子变换器的高频化、小型化、高可靠性和高性能奠定了器件基础。口本次设计课题中给出风力发电机的输出相电压有效值为250V，并带有10%的波动。按 照最大情况考虑，则IGBT承受的最大正反向峰值电压为=V2 x V3 x/=V2 x V3 x 250 x 1,1 673.67(2.1)课题中给出的电流最大值为50A，再考虑到功率器件取1.5倍的电压裕量，主电路中的 整流桥和逆变桥均选用东芝TOSHIBA公司的MIG50Q201H型智能功率模块作为功率 开关，其耐压值为1200V,最大电流50Ao2.1.1智能功率模块MIG50Q201H简介MIG50Q201H智能功率模块包含了 7个IGBT单元，六个续流二极管模块，内置栅 极驱动电路、逻辑控制电路以及欠压、过流、短路、过热等保护电路，其外形如图2.2.1所 示。模块的主电路部分共分为6个端子，即两个直流电压输入端和三个26三相交流电压输 出端(U,V,W)以及一个制动电阻接线端;控制部分共有16个端子，分别用于PWM信 号输入，故障信号输出，模块需要四路相互隔离的+15V驱动电源，其中上桥臂三路各用电力电子课程设计上海交通大学电气工程系一组，下桥臂公用一组。(eCINDO 5ZI e(0N。)NI 5F e(M Q N D 6(M)NIq-图 2.2.1 MIG50Q201H 结构图IPM的保护功能介绍如下：(1)欠压保护(UV):1PM由15V直流电源供电，若供电电压低于欠压断开阀值，就会发 生欠压保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。若毛刺干扰时间小于规定的Td(UV)则不 会出现保护动作。(2)过热保护(0T):在靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装有温度传感器，当IPM温度传感 器测出其基板的温度超过过热断开阀值时，发生过温保护，封锁门极驱动电路，输出故障信 号，直到温度恢复正常(应避免反复动作)。(3)过流保护(0C):若流过IGBT的电流值超过过流动作电流，且时间大于tff，则发生过 流保护，封锁输入信号，输出故障信号，对模块实行软关断。为避免发生过大的di/dt,大 多数IPM采用两级关断模式。超过0C数值但时间小于toff的电流并无大碍，故IPM不 予理睬。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系(4)短路保护(SC):若负载短路或上下臂直通时，IGBT将被立即关断并输出故障信号。这 个过程与过电流保护相同，其动作时间更短。负载短路或系统控制器因相互干扰而发生直通 想象时，1PM内的短路保护电路就会立即关断IGBTO当IPM发上以上任意一种故障时,就会输出故障信号，持续时间tF。为L8ms(SC持续时间会长一些)，此时间内IPM会封 锁门极驱动，关断IPM;故障输出信号持续时间结束后，1PM内部会自动复位，门极驱动 通道开放。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第3章主电路无源器件参数计算3.1 直流电压的确定电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近 向高调节，如果向低调节就会使电路性能恶化，以致不能工作，所以UdcV6x Us(Us为 交流侧相电压有效值)。一般取 上c=3 x 4=3 x 250 x 1.1=825V(3.1)3.2 交流侧电感的选择双PWM变换器的网侧电感的取值将直接影响到网侧电流的动、静态响应，而且还制约着 变换器在整流工作状态下的输出功率及功率因数。双PWM变换器的网侧电感的主要作用 如下5.(1)使电流受控，呈电流源特性，可将电流控制转化为电压控制，通过交流侧电压或者电流 幅值相位的控制均可实现能量的双向流动。(2)抑制网侧PWM电流谐波分量，从而控制网侧电流为正弦曲线。使变换器可向电网传输无功功率，甚至实现网侧纯电感、纯电容运行特性。对网侧电感 的设计应考虑两个重要性能指标即：满足快速电流跟踪要求和满足电流波动在允许值范围 值内。电感的取值要求范围如下：(2U-3U-211枇其中Udc为825V,Um为相电压的最大幅值275V,开关频率取lOKHz,则G为lOOus,Im为允许的电流脉动，课题中给出的THD 5%，即=5%x 50=2.5A,(3.2)1m为50A,w为IOOe代入后计算得电力电子课程设计上海交通大学电气工程系4.56mH L .X温(3.3)“xUdc其中L=10mH,为电流纹波系数，取10%,%为电压纹波系数，取0.5%,Im为50A,由此算出C 1.7 Fo在Matlab的仿真中电容可以取到法拉级别，但在实际应用中，需要多组耐压值为450V的电解电容串联、并联才能达到上述指标。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第4章有源电路的驱动、保护原理设计4.1 有源IPM驱动电路设计由于IPM需要4路互相隔离的+15V供电电源，本系统中需要两个IPM模块,因 此就需要8路互相隔离的供电电源。控制电路采用电流型PWM控制方法，即控制器按 反馈电流来调节输出脉宽。电流型PWM是在脉宽比较器的输入端，直接用流过输出电感 线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电流 跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的 电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型PWM控制器。电源变压器采用反激式绕制，当开关管T23被PWM脉冲激励而导通时，直流输入 电压施加到变压器ST1的原边绕组上，变压器原边电流线性增大，同时变压器次级绕组上 感应出的电压使整流管反向偏置而阻断，电源能量以磁能形式存储在电感中。当开关管T23 截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使次级整流管导通，副电力电子课程设计上海交通大学电气工程系边电流线性减小，储存在变压器中的能量释放给负载。图4.11中，由D2、R5、R6、C4 构成钳位电路以消除开关管关断时产生的高电压尖峰和整流二极管反向恢复引起的开关管 开通时电流尖峰。该电路简单方便，容易实现，在小功率的情况下能达到较好的抑制效果。UC3844的供电采用开始时由原边主电路通过电阻分压供给，电路正常工作后由变压器 ST1的3、4引脚引出的线圈提供电源电压。一般情况下UC3844的工作电流为 5mA，则 R=540V/1.5mA=360kQo 所以，R2、R46、R47 取为 150kQ/2Wo|-|GNDP,g 露 44B图4.1.2开关电源控制电路图4.1.2为开关电源控制电路，电源控制芯片采用UC3844 z UC3844是电流型单端 输出式PWM控制芯片，其最大占空比为50%,具有过压保护和欠压锁定功能，16V(通)和10V(断)的欠压锁定门限十分适合于离线变换器。工作频率由振荡电阻R9和电容C5 决定。实际工作频率是阻容频率的一半，所以定时电阻取为20kQ,电容取为1000pF。脚 6是输出端，经一个限流电阻(36 Q/1W)限流后驱动功率MOSFET(K2225)o为保护功率MOSFET,在脚6并联一只18V的稳压二极管。UC3844采用的是峰值电流控制模式，电力电子课程设计上海交通大学电气工程系脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R177和脚3组 成。从脚3引入的电流反馈信号与脚1的电压误差信号比较，产生一个PWM（脉宽调制）波。由于电流比较器输入端设置了 IV的电流阈值，当电流过大而使电阻R177上的电压 超过IV（即脚3电平大于IV）时，将关断PWM脉冲，反之，则保持此脉冲。为了消除 电流波形前沿尖脉冲引起的不稳定性油R10和C9构成的RC滤波器。由于电阻R177 检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为 imax=l/R177o这里采样电阻R177取为1Q/1W z RC滤波器中的R10取为5.1kQ,C9 取为 1000pF/1.2Vo4.2 IPM驱动电路设计由于光电耦合器具有隔离效果好且结构简单、使用方便的特点，因此，在电力电子器件 的驱动电路中，光耦被广泛用来实现开关控制信号的传输和电气隔离。根据IPM驱动要求,开关控制信号的电平为15V，由于IPM驱动电路要求开关信号的延迟时间在0.5ps以内，为提高控制信号的传输速度，故选用快速光耦HCPL-4504o该器件具有速度快、隔离电压图4.2为IPM模块U相上桥臂IGBT的驱动原理图。信号XPWM1为送到IPM电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第一个IGBT的驱动信号，隔离光耦采用高速光耦HCPL4504,VD(U)和GND(U)为与系 统电源隔离的15V电源，电容Cl、C2和C3为滤波电容，减小干扰，电阻R8为上拉 电阻,VD(U)、IN(U)、GND(U)分别接到IPM模块的1、2、3脚。其它PWM通道也 是同样的电路。为保护DSP芯片，并提高PWM信号的驱动能力，将DSP输出的PWM 信号经过74HCT245的缓冲及电平转换后，作为光耦的输入信号。74HCT245是三态门 总线收发器，DIR(弓|脚1)是数据方向控制引脚，高电平时，数据由A端传输到B端;0E(弓|脚19)是使能端，低电平时有效，高电平时，数据传输中断，输出端呈高阻态。由于 故障出现时，74HCT245输出端呈高阻态，不能直接保护功率器件，这里采用通用阵列逻 辑GAL(Generic Array Logic)形成六个与非门，将DSP输出一个错误信号与六个PWM 信号相与，使PWM信号置低以关断功率开关器件。4.3 保护电路设计保护电路是保证整个控制系统安全的重要组成部分，虽然IPM模块中已集成了相应的 保护模块，但为了巩固IPM模块的安全性，仍需要设计交流侧的过流保护和直流母线过压 保护以及散热片过热保护等保护电路。图4.3为过流保护电路。其工作原理如下，U、V两 相电流检测信号来自霍尔电流传感器，经测量电阻采样得到-5V+5V电压，经过运放U22 叠加获得W相电流信号，每一相电流输出到两个比较器，比较器正反相输入端参考电压为+2.5V和-2.5V对应的检测量为+25A和-25A电流即过载电流阀值，当三相电流正常时，其对应的电压在+2.5V-2.5V之间，6个比较器输出进与门相与输出为1，经光耦隔离得 到OLERROR输出为1，保护电路不动作。一旦过流，比较器相与后输出信号为0，经光 耦隔离得到OLERROR输出为0,发出过流警报信号。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第5章控制、检测电路原理设计5.1控制电路设计为了完成各种开关算法，控制电路需要采用具有高速处理能力的芯片为主控制芯片，其主要 功能应包括：(1)电网电压电流信号实时采样检测，保证电路输出与电网电压同频同相；(2)采样并网电流和中间直流电压；(3)产生PWM控制脉冲信号，经驱动电路转换放大后驱动IGBT开关管；(4)过电压过电流检测与保护信号产生；(5)系统运行状态的监搦口控制、故障保护和复位。5.1.1 基于TMS320F2812控制电路的设计TMS320F2812是美国德州仪器公司(TI)2002年推出的适合于数字控制的32位定 点数字信号处理器，运算速度最高达到150MIPS,能够实时、精确地处理大量复杂的控制 算法。因为该器件具有完美的性能并综合最佳的外设接口。除此之外，器件上还集成了多种 先进的外设，其中两个事件管理器模块(EVA、EVB)为电机及功率变换控制提供了良好的控 制功能，16通道高性能12位ADC模块提供了两个采样保持电路，可以实现双通道信号 同步采样，从而为电机及其他运动控制领域应用的实现提供了良好的平台。TMS320F2812 的C281X内核可以高效率地处理采用C/C+编写的软件，用户可以用高级语言编写系统 程序或C/C+开发高效的数学算法。C28lx内核还包含了一个32x32位的乘法累计(MAC)单元，能够在一个周期内完成一个32x32位的乘法累加运算，或两个16x16位的乘法累加运算，从而使该处理器能够实现更高精度地处理任务Qi。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系5.1.2 TMS320F2812 的主要特点(1)TMS320F2812采用高性能的静态CMOS技术，主频高达150MIPS，低功耗设计,从而提高了控制器的实时控制能力；(2)支持JTAG边界扫描接口；高性能32位CPU:哈佛总线结构;16x16位和32x32位的乘法累加操作；快速 中断响应和处理能力；统一寻址模式；4MB的程序/数据寻址空间；高效的代码转换功能(支 持C/C+和汇编语言);(4)片上存储器:128Kxl6位的Flash存储器;128Kxi6位的ROM;1Kx16位的OTP ROM;两块4Kxl6位，两块1Kx16位，一块8Kxl6位的单周期访问RAM(SARAM);(5)带有软件启动模式和数学运算表的引导(BOOT)ROM;(6)外部存储器扩展接口:1MB的寻址空间；可编程等待周期、可编程读写选择时序；3个 独立的片选信号；(7)可动态改变锁相环倍频系数的时钟系统；8)三个外部中断，外设中断模块(PIE)支持45个外设中断；(9)三个32位CPU定时器;(10)两个电机控制外设：事件管理器A(EVA)和事件管理器B(EVB);(11)2x8通道12位模数转换模块；(12)先进的仿真调试功能：硬件支持实时仿真、分析和断点功能；电力电子课程设计上海交通大学电气工程系5.1.3基于TMS320F2812的控制电路板的设计DSP控制电路是整个变换器控制系统的核心部分，而DSP芯片本身的高精度，高速 度等工作特性决定了控制电路板在设计上必须保证一定的稳定性、可靠性。(1)电源电路设计DSP芯片对供电电源的要求很高，其根据工作频率的不同，要求的内核电压也有所区 别当TMS320F2812处理器工作在150MHz时，内核电压为1.9V;如果工作在 135MHz以下，则要求内核电压为1.8VO要求I/O端口电压为3.3VO此外，要求3.3V 必须先于1.8VQ.9V)的内核上电。图5.1.1、5.1.2为DSP电源电路。如图5.1.1所示，本系统采用TI公司专为DSP供电所设计的电压转换芯片 TPS7333Q 7芯片输入为5V,输出为3.3V,该芯片输出稳定，最大35mV损耗电压，并具有上电复位功能。复位引脚连接到DSP的XRS端,当输出电压不稳定或初始上电时，RESET引脚将产生200ms的复位延迟对DSP进行保护。如图5.1.2所示，本系统采用TI公司的TPS76801Q型号芯片产生1.8V的内核供电电压，其中FB/NC引脚可调节芯片输出电压幅值，调节电压以公式(5.1)电力电子课程设计上海交通大学电气工程系%=%#+(5.1)式中为内部参考电压，等于1.1834VO图5.1.2+1.8VDSP电源电路(2)晶体振荡器接口电路时钟模块有两种操作模式，可以使用内部振荡器或外部时钟源。它为器件和各种外设提 供时钟信号。本设计使用内部振荡器，在TMS320F2812的XI/XCLKIN和X2两引脚之间连接一 个标称频率为30MHz的石英晶体。晶振电路如图5.1.3所示，其中CLC2为负载电容。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系Xl/XCLKIN C1X2图5.1.3 晶振电路原理图5.2信号检测电路设计信号检测电路为控制电路提供准确的系统运行信息，是控制系统的重要组成部分，通过 对各个被控量的检测，将检测结果送入DSP,DSP根据确定的算法对检测信号进行处理并 给出相应的响应量，来实现系统整体控制策略。与此同时，通过对部分信号的检测还可以在 其超出安全值域时发出警报，使DSP采取相应的保护措施，从而有效的保护整个系统。5.2.1 电网电压相位过零点检测电路整个系统的运行需要已知电网电压的相位过零点，图5.2.1为过零点检测电路，输入为 网侧A相电压，当电压为负半周时,C6经D6、D5、R2I充电到15VO在A相电压通 过零点进入正半周之后，A相电压由负值变为正值。当正半周电压达到1.4V左右时，晶 体管T4开始导通，C6即通过限流电阻R20、光耦中的LED和T4放电，使该LED点 电力电子课程设计上海交通大学电气工程系亮。由于T4的集电极电流很大，C6将迅速放电，故光耦中的LED只是短暂地点亮。这 意味着T4只是短暂导通。C6的容值为O.luF,同步输出端将变低约lmso改变C6的 容值可以改变脉冲时间。输出经电阻分压后接DSP的捕获单元CAP1O5.2.2 直流母线电压检测直流母线电压的检测方法主要有三种：隔离变压器采样，霍尔电压传感器采样，电阻分 压后线性光耦隔离。其中采用隔离变压器采样占据空间大，不利于实际应用霍尔电压传感 器采样响应速度慢，无法满足系统的动态响应特性。而电阻分压后采用线性光耦隔离采样直 流母线电压电路结构简单易行，响应速度快，可满足动态响应特性。因此，本系统选用此方 法。直流母线电压检测电路如图5.2.2所示。图中输入的母线电压幅值范围为0V700V。经R29、R30分压得到0V 5V的采样电压。采样精度为0.007,图中线性光耦采用惠普 公司的HCNR200,它是由发光二极管DI、反馈光电二极管D2、输出光电二极管D3组 电力电子课程设计上海交通大学电气工程系成。当D1通过驱动电流If时，发出红外光。该光分别照射在D2、D3上，反馈光电二极 管吸收D2光通量的一部分，从而产生控制电流IPDi,(IPDi=0.005If)该电流用来调节If,以补偿D1的非线性。输出光电二极管D3产生的输出电流Ipd2与DI发出的光通量成线 性比例。令反馈增益七=。%,输出增益七=,叼儿；则传输增益七=*2k 2 典型值为lo图中信号为正极性输入，正极性输出。运放U13、U14采用双电源供电的高精度运算 放大器OP07 z U13调节电流If,当输入电压Vs增加时,Ipdi增加,同时放大器U13的 +输入端电压增加，促使电流If增力口。由于DI与D2之间的联系，Ipdi就会把+输入端电压重新拉回0V,形成负反馈。如果放大器U13的输入电流很小，那么流经R28 的电流就为：IpdL&8。显而易见，Ipdi和Vm呈线性比例关系。Ipdi稳定线性变化，If也稳定线性变化。因为D3受到DI光照，Ipd2也跟着稳定线性变化。放大器U14和电 阻R30将IpD2转化成电压，0七IpD2 X氏30。dur图 5.2.2直流母线电压检测电路电力电子课程设计上海交通大学电气工程系5.2.3 电流检测电路系统中的电流检测元件采用霍尔电流传感器，霍尔元件具有精度高、线性好、频带宽、响应快、过载能力强和不损失被测电路能量等诸多优点 可以实现控制电路与主电路的隔离;既可以采样交流量又可以采样直流量。本设计采用霍尔可拆交流电流传感器LA55-P,其工作原理为霍尔磁补偿，额定电流为 50A,匝数比1:1000,工作电压为15V,输出电流050mA,其示意图如图523。图5.2.3 LA55-P示意图图5.2.4是采用LA55-P的电流测量电路，R35即是图5.2.3中的测量电阻RM此 处取值为100Qo LA55-P的额定满量程为50A,又有匝数比为1:1000,则副边满量程 输出电流为50mA,经R33取样得至l-5V+5V的电压信号。由U15A构成的放大电路 将该信号放大-3/10倍，并加入偏移量-3/2V,即U15的6脚处电压范围为0-3V;由 U16构成放大电路将信号翻转成0+3V,以方便A/D转换器采样，最后采用限幅二极管D8、D9对A/D输入信号进行限幅以保护DSP芯片。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系图5.2.4 电流检测电路电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第6章散热设计6.1散热基础设计为了使功率开关器件安全工作,必须确保器件结温TJTXmax,而且不仅在额定负荷时需要确保，在超负荷等异常情况下也必须保证控制在TXmax以下。因此在散热设计时要保证充分余量。热阻的概念：热平衡条件下两点间的温差与产生该温差的耗散功率之比即为热阻，热阻的等效电路如图6.1所示。Rth=AT/PlossIT：发生损耗77：芯片结温模块外壳温度If:散热器表面温度（模块安装部附近的温度）To：周围温度R-、结-外壳间的热阻Rm外壳-散热器间的热阻%散热器-周围间的热阻图6.1热阻的等效电路对于IGBT,乙a=thJ-C+thC-A loss（6-1）对于 MOSFET,Tt-TA=（R-+Rthr 0 十 七一）乙（62）J A th J-C thC-S thS-A loss电力电子课程设计上海交通大学电气工程系其中，功率开关管损耗二开通损耗+关断损耗+稳态损耗，即：2=P+P“+P（6-3）loss on oil sw一般取TJ=125-15OZ TA考虑最高温度工作情况取TA=50o热阻的概念：热平衡条件下两点间的温差与产生该温差的耗散功率之比。F=AT/Ploss散热通路：管芯一管壳一散热器接触面一散热器散热面一环境管芯一管壳热阻的选择方法（由器件参数决定）lilj-U1、容量大的器件热阻较小，且通态压降低，发热功率也会降低，但容量大的器件价格较高2、采用器件并联或电路多重化，相当于多个热阻并联，可以有效降低热阻，同样成本会成 倍提高3、管壳与散热器的接触热阻也由厂家提供，接触面上要用导热硅脂填充导热界面，减小接触热阻。散热器热阻勺的选择（由散热方式与散热器结构决定）1、散热面大的散热器热阻较低，合理的散热设计可以事半功倍2、散热方式有自然空冷、强制风冷、水冷、油冷、热管散热等自然风冷（设为基准1），功率中常用强制风冷（3 4）,噪声大、维护量大水冷（15 150）,维护量极大，需要水处理和循环，有凝露和低温下冻结的问题油冷（15 30）,维护量较水冷小，循环油冷效率可提高3倍热管散热（30 40）,效率很高，设计灵活机箱结构的设计考虑a）强度：框架和底板要求结实，可以承受变压器、电抗器、散热器等的重量，侧面盖板可 以较薄，减轻重量b）散热：发热器件位置集中布置在风道的路径上，避免成为其它器件的热源电力电子课程设计上海交通大学电气工程系C）调试、维护：需要调试的元器件模块、易损的器件布置于容易接触到的位置d）电磁屏蔽：机箱各盖板和底板之间应有良好的搭接，机箱开孔尽可能少，辐射电磁场较强的元件应远离开孔6.2 IGBT散热计算工作在正弦逆变状态的IGBT损耗可分别按下三式计算：12G 24=彳工/%+/2 乃 J1&=-1P“二f E off 2 C off查阅 HGTG20N60B3D 的 datasheet 可知Eon=475/,Eon=1050/7,RthJc=1.2+0.76=1.96/W,R=10Q又知 IM=2mA,Vo=220V,可得：Pon=1.9WPoff=4.2WPsw=0.4W代入（6-3）可得：Pioss=6.5W代入（6-1）可得 Rthc-A=13.4/W电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第7章仿真我们小组使用Matlab中的Simulink进行仿真实验。图7-1为三相PWM交一直 一交变流系统设计原理结构图。系统输入端采用SPWM整流器整流，将输入的三相高频 交流电进行整流，中间环节并联大电容器进行滤波，输出直流电，然后经SPWM逆变器 逆变并用三相无源滤波器滤波，得到所要求的三相交流50Hz工频电源。图7-1三相交一直一交变流系统原理图7.1 设计技术参数及要求输入三相电压：250V,输入频率：30Hz输出三相电压：220V,输出频率：50Hz最大输出电流：50A工作温度：050。7.2 系统仿真设计图7-2为系统仿真结构图。其中，整流和逆变SPWM模块均采用Simulink工具 箱中的通用桥模块，整流PWM模块采取内调制波生成，载波为三角波，频率设定为 1000Hz,输出电压频率设定为1000Hz;逆变PWM模块也采取内调制波生成，载波频 率设定为2000Hz,输出电压频率设定为50Hz;前级调制幅值设定为0,后级调制比为电力电子课程设计上海交通大学电气工程系0.9;整流滤波电容器C选取为1.7F;负载采用050kW三相并联RLC负载。图7-2系统仿真结构图73仿真结果图7-3 图7-7所示波形是在空载时应用上述变流控制系统仿真后得到的仿真结果。图7-3所示是输入的电压电流波形，可以看到，电压符合给定的要求，即三相正弦波电压，幅值为250V,频率为30Hzo图7 3输入电压电流波形图7-4所示是PWM整流器整流后经大电容器C滤波后得到的直流电压波形，直流电压大小为350V左右，当电容器电容值选取恰当时，输出直流电压跟踪输入交流电压变化 电力电子课程设计上海交通大学电气工程系速度非常快，波形几乎呈一条水平直线；当逐渐增大电容时，由于电容冲放电时间变长，波 形变化比较缓慢，仿真速度较慢，时间较长，波形呈斜线上升趋势；当逐渐减小电容时，仿 真速度较快，波形不平滑，使逆变器输出波形产生畸变。所以，选择滤波电容器的电容大小 是个关键，经反复调整，仿真运行，根据输出电压波形选择电容器电容大小为1.7F,得到 如图7-4所示直流电压波形和图7-7示逆变器输出电压波形从波形上看是非常理想的。图74整流后电压波形图7-5所示是三相输出电压波形畸变率。逆变器输出电压主要受其输入的直流电压幅值和 波形影响，如果整流电压波形不平滑，幅值振幅较大，则逆变器的输出波形便不是矩形波逆变器波形越接近矩形波，则经过三相无源滤波器滤波后，逆变器输出波形越接近正弦波。电力电子课程设计上海交通大学电气工程系图7-5输出电压THD图7-6所示是输出端的三相电压和三相电流波形。其中相电压大小为220V频率为50Hzo图7-6输出电压电流波形图7 7输出电压波形（滤波前）电力电子课程设计上海交通大学电气工程系第8章参考文献1周志敏，周纪海，纪爱华.IGBT和IPM及其应用电路.北京：人民邮电出版社，2006.4.2智能功率模块 MIG50Q201H Datasheet3曾江.有源滤波器定频滞环电流控制新方法.电网技术，2000.1：1-8.4张加胜，郝荣泰.一类新型PWM可逆整流器.电工技术学报，1995.1：37-41.5张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制.机械工业出版社，2003.7.6叶杭冶.风力发电机组的控制技术.北京：机械工业出版社，2002.97苏奎峰，蔡昭全，吕强等.TMS320X281XDSP应用系统设计.北京：北京航空航天大学出版 社，2008.5.8苏奎峰，吕强，耿庆峰等.TMS320F2812原理与开发.北京：电子工业出版社，2005.7.9 Texaslnstruments,TMS320F2810,TMS320F28II,TMS320F2812,TMS320C2810,TMS320C2811,MS320C2812 Digital Signal Pr