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1、小功率调频发射系统设计 目 录 目 录 3 摘 要 4 第一章 绪论 5 1.1 小功率调频发射机研究意义 5 1.2 调频发射机研究现状 5 第2章 方案设计 7 2.1 方案比较及论证 7 2.2 方案选择 7 第3章 单元电路设计 9 3.1 功率激励及末级功放电路设计 9 3.1.1 末级功放电路设计 10 3.1.2 激励级宽带功放电路设计 13 3.2 缓冲隔离级电路设计 15 3.3 LC调频振荡器设计 17 3.3.1 间接调频电路设计 17 3.3.2 LC振荡器设计 19 3.3.3 调频电路设计 21 3.3.4 计算调制信号幅度 2
2、2 第4章 电路彷真 24 4.1电路仿真 24 4.1.1仿真软件介绍 24 4.1.2 Multisim中调试运行 24 4.2仿真结果 25 总 结 26 致 谢 27 参考文献 28 附录1 总电路原理图 29 附录2 元器件清单 30 附录3 印制电路板底图 31 31 / 31 摘 要 在无线电通讯和广播中，需要传送由语言、音乐、文字、图像等转换成电信号。由于这些信号频率比较低，根据电磁理论，低频信号不能直接以电磁波形式有效地从天线上发射出去。因此，在发送端须采用调制方式，将低频信号加到高频信号之上，然后将这种带有低频信号高频信号发射出去，在接收端
3、则把带有这种低频信号高频信号接收下来，经过频率变换和相应解调方式"检出"原来低频信号，从而达到通讯和广播目。 本设计针对小功率调频发射机进行设计，它主要有调频振荡、缓冲隔离、功率激励和末级功放各部分电路组成。最主要将调制信号进行调制后，振荡信号随着调制信号变化而产生变化，振荡级将产生6.5MHz工作频率，功率激励即对电压进行放大，末级功放将工作在丙类状态ηA≥50%，最后将对信号由天线发射出去。 关键词 发射机；调频；无线话筒 第一章 绪论 1.1 小功率调频发射机研究意义 无线电技术诞生以来，信息传输和信息处理始终是其主要任务。要将无线电信号有效地发射出去，天线尺寸必须和电
4、信号波长为同一数量级，为了有效地进行传输。必须将携带信息低频电信号调制到几十MHz至几百MHz以上高频振荡信号上，再经天线发送出去，调频是信号发射必不可少一个环节。低频小功率调频发射机是将待传送音频信号通过一定方式调制到高频载波信号上，放大到额定功率，然后利用天线以电磁波方式发射出去，覆盖一定范围。 高频电子线路本是一门较为复杂电路。其中更有许多精髓知识值得我们去学习。同时随着计算机技术及高频电子技术发展，模拟电子技术，得到广泛应用，在模拟电子电路中尤其得到广泛应用，成为现代电子电器必不可少电子技术。在高频电子线路中，LC振荡电路是无孔不入，无所不在。应用于发射机中，加上简单电路及连线，就可
5、以组成各种形式、任意信号，广泛应用。小功率调频发射机在使用中，控制方法科学、简单、明了，控制电路及连线简单、易行，工作稳定性好，从而得到广泛应用。在此，我们就调频发射机应用作较完整和系统研究，促进小功率调频发射机正确使用。 1.2 调频发射机研究现状 调频发射机目前处于快速发展之中，在很多领域都有了很广泛应用，可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。从发射机总行业特点出发，紧紧围绕小功率总成产品市场总量及增长速度、产品市场份额、市场供需情况、市场竞争格局、产品价格、进出口状况及趋势和小功率总成生产企业基本情况和经营状况、功率调频发射机成市场发展前景和趋势等众多市场发展因素进行研究，提
6、供了大量有价值信息和资料。 随着器件技术发展，调频发射机体积越来越趋于微型化，工作电压越来越低，信号覆盖范围越来越广。就目前接、发射技术来说，调频发射因为起得天独厚性能优势，在接收机技术上可以有广阔发展前景是因为发送信号频率比较高，那么如何能够最大限度减少干扰，如何把这种信号很好解出来，这成了调频技术一种考验。本文主要就是研究利用频率调制技术调制高频信号，并把它发送出去。 第2章 方案设计 2.1 方案比较及论证 调频发射机设计中在LC振荡调频电路中其采用调频方法有两种：一种是直接调频；另一种是间接调频。 方案一：直接调频。这种方法一般采用调制电压直接控制振荡器振荡频率，振荡频率f(
7、t)按调制电压规律变化。在此设计电路中被控制是LC振荡器，则只需要控制振荡回路某个元件（L或C），使其参数随调制电压变化，就可以达到直接调频目。此种方法电路简单、性能良好，是目前广泛采用调频电路之一。但这种方法缺点是频率稳定度差，在许多场合须对载频采取稳频措施或者对晶体振荡器进行直接调频。 方案二：间接调频。这种方法是将调制信号积分，然后对载波进行调相，间接调频时，调制器及振荡器是分开，因此对振荡器影响小，其频率稳定度高。在设计中若载频不稳，则有可能使调频信号频谱落到接收机通带外，因此对于调频电路不仅要满足一定频偏要求，而且振荡频率必须保持足够高频率稳定度。 2.2 方案选择 本设计采用
8、是间接调频，这样易于保持中心频率稳定度，虽然间接调频不易获得最大频偏但是在设计中采用是三级单回路变容管调相电路，这样既可以保持中心频率又可以获得最大频偏。 由于本设计要求发射功率PA不大，工作中心频率f0也不高，因此，晶体管参量影响及电路分布参数影响不会很大，整机电路设计框图如图2-1所示。 0.25 末级功放 功率激励 缓冲隔离 LC振荡 与调频 0.25 5 100 mW mW mW mW 0dB 13dB 13dB 调制信号 图2-1 实用调频发射机组成框图 各组成部分功能如下：
9、 1．LC调频振荡器：产生频率f0＝6.5MHz高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏Δfm＝75kHz，整个发射机频率稳定度由该级决定。 2．缓冲隔离级：将振荡级及功放级隔离，以减小功放级对振荡级影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级，缓冲隔离级电路采用射极跟随器电路。 3．功率激励级：为末级功放提供激励功率，如果发射功率不大，且振荡级输出能够满足末级功放输入要求，功率激励级可以省去。 4．末级功放：将前级送来信号进行功率放大，使负载
10、天线）上获得满足要求发射功率。如果要求整机效率较高应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如ηA<50%波形失真要求较小时可以采用甲类功率放大器，但是本题要求故ηA≥50%选用丙类功率放大器较好。 第3章 单元电路设计 3.1 功率激励及末级功放电路设计 发射机输出应具有一定功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激，因此要根据发射机各组成部分作用，适当合理分配功率增益。本设计中，功率增益具体分配如图2-1所示。 如果调频振荡器输出比较稳定，又具有一定功率，则功率激励级和末级功放功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级
11、功放可采用丙类谐振功率放大器，缓冲级可以不分配功率。功率激励及末级功放电路如图3-1所示。 图3-1 功率激励及末级功放 3.1.1 末级功放电路设计 1．基本关系式 末级功放采用丙类功率放大器，其电路原理如图3-1所示。丙类功率放大器基极偏置电压-VBE是利用发射机电流分量Ieo在射极电阻R21上产生压降来提供，故称为自给偏压电路。当放大器输入信号Vi为正弦波时，集电极输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC选频作用可输出基波谐振电压uC、电流iC1。 (1)集电极基波电压振幅 式中，Icm1为集电极基波电流振幅；RP为集电极负载阻抗。 (2)输出功率PO
12、 （3-1） (3)直流功率PV (4)集电极耗散功率PT (5)集电极效率η (6)集电极电流分解系数 (7)导通角 （一般取） 2．确定丙类放大器工作状态 为了获得较高效率η和最大输出功率P，选丙类放大器工作状态为临界状态，，功放管为3DA1。3DA1参数如表3-1所示。 表3-1 3DA1参数表 PCM ICM VCES hfe fT AP 1W 750mA ≥1.5V ≥10 ≥70MHz 13dB (1)最佳匹配负载RP=551.25Ω 由P=0.5UcmIcm1=Ucm2/(2RP)可得：
13、 集电极最大输出电压Ucm=10.5V。 (2)集电极基波电流振幅：Icm1=19.04mA 集电极电流最大值Icm=Icm1/α1(700)=19.04/0.44=43.27mA。 (3)集电极电流直流分量Ico=Icm×α0(700)=43.27×0.25=10.8175mA，电源供给直流功率Pv=Vcc×Ico=129.81mW。 (4)集电极耗散功率PT=Pv-P=649.35-500=29.81W(小于PCM =1W) (5)总效率η=Po/Pv=100/129.81=77.00% 输入功率Pi=5mW，若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=P/Ap=
14、5mW (6)基极余弦脉冲电流最大值Ibm(设晶体管3DA1β=10) Ibm=Icm/β=4.327mA 基极基波电流振幅Ibm1=Ibmα1(700)=21.45×0.44=1.7308mA 基极电流直流分量Ib0=Ibmα0(700)=21.45×0.25=1.08175mA 基极输入电压振幅Ubm=2Pi/Ibm1=5.78V 丙类功放输入阻抗 3．计算谐振回路及耦合回路参数 (1)输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题) 取N5=3，N3=8。 (2)谐振回路电容C20=100PF 谐振回路电感L (3)输出变压器初级线圈总匝数比N=
15、N3+N4 高频变压器及高频电感磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。 若采用外径×内径×高度=Φ10mm×Φ6mm×Φ5mmNXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式（3-2）所示： （3-2） 式中，=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。 计算得N=11，则N4=3或，则 Oe取值2~10，上述公式(3-2)取2。 需要指出是，变压器匝数N3、N4、N5计算
16、值只能作为参考值，由于分布参数影响，及设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节高频变压器。 4．基极偏置电路 发射极电阻R21，由公式R21=100Ω，可得： （3-3） R21=100Ω，由公式(3-3)取标称值高频旁路电容C18=0.01uF，电容C20=0.01μF 5．元件清单 R21=100Ω C18=0.01uF C20=100pF L≈6μH N3=8，N4=3，N5=3 三极管为3DA1。 3.1.2 激励级宽带功放电路设计 利用宽带变压器作耦合回路功率放
17、大器称为宽带功率放大器，常见宽带变压器有用高频磁心绕制高频变压器和传输线变压器。宽带功率一般不需要调谐回路，可在很宽频率范围内获得线性放大，但功率η较低，一般只有20%左右。它通常作为发射机中间级，以提供较大功率激励。 功率激励级功放管为3DG130。3DG130参数如表3-2所示。 表3-2 3DG130参数表 PCM ICM VCES hfe fT AP 700mW 300mA ≤0.6V ≥30 ≥150MHz 13dB 1．计算电路参数 (1)有效输出功率PH及输出电阻RH 宽带功率放大器输出功率PH应等于下级丙类功放输入功率Pi=5mW 其输出负载
18、RH等于丙类功放输入输入阻抗|Zi|=86Ω即PH=5mW，RH=86Ω。 (2)实际输出功率P，设高频变压器效率η=80%，则Po=PH/η=6.25mW (3)集电极电压振幅Ucm及等效负载电阻RH。若取功放静态电流ICQ=Icm=7mA，则Ucm=2P/ICQ=2P/Icm=1.79V 约为0.27kΩ (4)高频变压器匝数比N1/N2 取变压器次级线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=4。 (5)发射极直流负反馈电阻R20 取标称值1.4KΩ (6)功放输入功率Pi 本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率 (
19、7)功放输入阻抗Ri (取rbb=25Ω β=30) 若取交流负反馈电阻为10Ω，则Ri=325Ω (8)本级输入电压振幅Uim 2．计算电路静态工作点 (1)VBQ、IBQ (2)R17、R18 (I1=5~10倍IBQ) 若取基极偏置电路电流I1=5IBQ=5×0.23mA=1.15mA，则 取标称值R18=9kΩ。 为了调节电路静态工作点，R17可由标称值为5.1kΩ电阻及10kΩ电位器组成。 (3)高频旁路电容C17=0.02uF，输入耦合电容C12=0.02uF。 此外，还可以在直流电源VCC支路上加高频电源去耦合滤波网络，通常采用
20、LCΠ型低通滤波器。电容可取0.01μF，电感可取47μH色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级及负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。 3．元件清单 C17=0.02μF C12=0.02μF R18=8.96KΩ R交负=10Ω N1=4，N2=2 R20=1.4KΩ 三极管为3DG130 3.2 缓冲隔离级电路设计 从振荡器什么地方取输出电压也是十分重要。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度影响。 射极输出器特点是输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数接近于1。 由于待传输信号是高频
21、调频波，主要考虑是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路固定分压偏置及自给偏压相结合，具有稳定工作点特点偏置电路。如 图3-2 射级输出电路 射级输出器具有输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数近似等于1特点。晶体管静态工作点，一般取VCEQ =1/2VCC，ICQ=(3~10)mA。 对于图3-2所示电路： 1．已知Vcc=+12V，负载电阻RL=325Ω(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1.0V，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100参数如表3-3所示。 表3-3 DG100参数表 PCM ICM VCES hfe
22、 fT AP 100mW 30mA 30~200 ≥150MHz β0=60。晶体管静态工作点应位于交流负载线中点，一般取UCEQ=0.5Vcc，ICQ=(3~10)mA。 (1)根据已知条件选取ICQ=4mA，VCEQ=0.5×Vcc=6V，则 (2)R15、R16：取R15=1kΩ，R16为1kΩ电位器。 (3)R13、R14 VEQ=6.0V VBQ=VEQ+0.7=6.7V IBQ=ICQ/β0=66.67uA 取标称值R14=10kΩ 取标称值R13=8kΩW (4)输入电阻Ri 若忽略晶体管基取体电阻影响，有 （R18=325）
23、 （3-4） (5)输入电压Uim （3-5） (6)耦合电容C12、C16 为了减小射极跟随器对前一级电路影响，C12值不能过大，一般为数十pF，这里取C12=20PF、C16=0.02μF 2．元件清单 C12=20PF C16=0.02μF R13=8kΩ R14=10kΩ R15=1kΩ R16为1kΩ电位器 三级管为3DG100 3.3 LC调频振荡器设计 调频振荡电路作用是产生频率f0=6.5MHz高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏Δfm＝75kHz。发射机频率稳定度由该
24、级决定，调频振荡器电路如图3-3所示。 图3-3 调频振荡电路 3.3.1 间接调频电路设计 1．间接调频方框图u'Ω uc uo uΩ 积分 调相器 图3-4 间接调频方框图 间接调频是对调制信号uΩ进行积分，再加到调相器对载波信号调相，从而完成调频。间接调频电路方框图如图3-4所示。 2．变容管调相电路 设调制信号经积分后得 （3-6） 式（3-6）中，k为积分增益。用积分后调制信号对载波进行调相，则得 （3-7） ， 上式（3-7）中及调频波表示式完全相同。由此可见，实现间接
25、调频关键电路是调相。 本次设计采用是变容二极管调相电路，电路如图3-5所示。 图3-5 变容二极管调相电路 图中，L及变容二极管结电容Cj构成并联谐振回路；载波电压uc(t)经R1后作为电流源输入；调制信号uΩ经耦合电容C3加到R3、C4组成积分电路，因此加到变容二极管调制信号为u'Ω，使变容二极管电容Cj随调制信号积分电压变化而变化，从而使谐振回路谐振频率随调制信号积分电压变化而变化。它使固定频率高频载波电流在流过谐振频率变化振荡回路时，由于失谐而产生相移，从而产生高频调相信号电压输出，从而实现调相。合理选择变容二极管和调整电路参数，可将相位变化及调制信号成线性关系。如果将调制信号
26、先经过积分电路后再输入，即加到变容二极管上电压为∫uΩ(t)dt，则输出调相电压相移及∫uΩ(t)dt成线性关系，而频率及调制信号成线性关系，这就实现了间接调频。 3．三级单回路变容管调相电路 图3-6 实际间接调频电路图（三级单回路变容管调相电路） 由于回路产生相移按输入调制信号规律变化，若调制信号在积分后输入，则输出调相波相位偏移及被积分调制信号呈线性关系，其频率及积分前信号亦成线性关系。由于回路相移特性线性范围不大，因此图3-5单回路变容管调相电路得到频偏是不大，必须采取扩大频偏措施除了用倍频方法增大频偏外，还应改进调相电路本身。在此设计中由于要求要有足够大频偏，为了得以实现在
27、调频中采用是如图3-6所用为三级单振荡回路组成调相电路。 3.3.2 LC振荡器设计 主要技术指标：工作中心频率：； 最大频偏：； 频率稳定度： 1．电路形式，设置静态工作点 本设计对频率稳定度要求不是很高，故选用图3-3所示改进型电容三点式振荡器及三级单回路变容二极管调频电路。 2．三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1计算 图中，晶体管T1及C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器，T1为共基组态，C1为基级耦合电容。其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管T1选择3DG100，其参数见表3-3所示。 小功率振荡器集
28、电极静态工作电流ICQ一般为(1~4)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器静态工作点取ICQ=2mA，测得三极管β=60。 由R3+R4=3kΩ，为了提高电路稳定性，R4值可适当增大，取R4=1kΩ，则R3=2kΩ。 为了提高电路稳定性，取流过电阻R2上电流 取标称值R2=8.2kΩ 根据公式（3-8）所示： 则 （3-8） 得R1=28.2kΩ实际运用时R1取20kΩ电阻及47kΩ电位器串联，以便调整静态工作点。 C1为基极旁路电
29、容，可取C1=0.01μF。C8=0.02μF，输出耦合电容 3.3.3 调频电路设计 间接调频电路由变容二极管Cj1和耦合电容C8、变容二极管Cj2和耦合电容C11、变容二极管Cj3和耦合电容C13组成，R11和R12为变容二极管提供静态时反向偏置电压VQ，VQ=－R12／(R11+R12)VCC 。R10为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对VQ影响，一般要求R10远远大于R11和R12。 变容二极管Cj通过C8部分接入振荡回路，有利于提高主振频率稳定性，减小调制失真。变容二极管接入系数p= C8/(C8+Cj)式中，Cj为变容二极管结电容，它及外加电压关系为 式中，Cj0 为变容
30、管0偏时结电容，UD 为其PN结内建电位差，γ 为变容指数。 ①变容二极管参数选择 测变容二极管特性曲线，设置合适静态工作点VQ。本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压VQ=4V，由特性曲线可得变容管静态电容CJQ=75PF。 ②计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1 C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中C3两端电压构成振荡器反馈电压，满足相位平衡条件。 比值C2/ C3=F，决定反馈系数大小，F一般取0.125~0.5之间值。 为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率影响，C2、C3值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上
31、 因接入系数p= C8/(C8+Cj)，一般接入系数，为减小振荡回路输出高频电压对变容晶体管影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取p=0.2。则C8=(p- Cj)/(1-p)= 18.75pF，取标称值C8=20pF。（VQ=-4V时Cj =75pF） 若取C4=20pF， 电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2>>C4、C3>>C4 决定，若取C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.125~0.5取C3=750pF。则静态时谐振回路总电容 ) ( 75 20 75 * 20 20 * * * * 5 5 4 5 5
32、4 3 2 3 2 4 3 2 3 2 pF C C C C C C C C C C C C C C C C C C C C jQ jQ jQ jQ Q + + = + * + » + + + + + = S 代入元件值可得 由公式 6.5MHz C L f Q o 2 1 1 = = S p 可得 ③计算调频电路元件值 变容管静态反偏压由电阻及分压决定，即 已知，若取，则。 实际运用时可用10kΩ电阻及47kΩ电位器串联，以便调整静态偏压
33、隔离电阻R5应远大于R6、R7，取R5=150kΩ。 低频调制信号Ui耦合支路电容C6及电感ZL1应对Ui提供通路，一般频率为几十赫至几十千赫兹，故取，（固定电感）。高频旁路电容C7应对调制信号Ui呈现高阻，取。 3.3.4 计算调制信号幅度 为达到最大频偏Δfm＝75kHz要求，调制信号幅度，可由下列关系式求出。 因式中，——静态时谐振回路总电容，即 则回路总电容变化量 f C f C o Q m 83 . 0 6500 / 78 . 35 75 2 / 2 = * * = D = D S S pF 变容
34、管结电容最大变化量 由变容二极管2CC1C特性曲线可得，当 时，特性曲线斜率，故调制信号幅度 则调制灵敏为 4、元件清单 C1=0.01uF、R1为20KΩ+47KΩ电位器、R2=8.2KΩ、R3=2KΩ、R4=1KΩ、 3DG100管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=16uH、 2CCIC变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、ZL1=47uH、 R5=150KΩ、R6=2 KΩ、R7=10KΩ。 第4章 电路彷真 4.1 电路仿
35、真 4.1.1 仿真软件介绍 本课程设计是采用Multisim软件进行仿真。Multisim是美国国家仪器（NI）有限公司推出以Windows为基础仿真工具，适用于板级模拟/数字电路板设计工作。它包含了电路原理图图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富仿真分析能力。 其具有如下特点： （1）仿真手段切合实际，选用元器件和测量仪器及实际情况非常接近；并且界面可视、直观； （2）绘制电路图所需元器件、仪器、仪表以图标形式出现，选取方便，并可扩充元件库； （3）可以对电路中元器件设置故障，如开路、短路和不同程度漏电等，针对不同故障观察电路各种状态，从而加深对电路原理理解； （4
36、在进行仿真同时，它还可以存储测试点所有数据、测试仪器工作状态、显示波形和具体数据，列出所有被仿真电路元器件清单等； （5）有多种输入输出接口，及SPICE软件兼容，可相互转换。Muitisim产生电路文件还可以直接输出至常见Protel、Tango、Orcad等印制电路板排版软件。 4.1.2 Multisim中调试运行 如图5-1为示波器。双击打开Multisim软件，然后在点击“文件”中“新建”，在网络中放置元器件，根据设计原理图把元器件摆放到相应位置，并把各个元器件参数设置好。点击元器件把各个元器件连接起来，这样原理图就完成了。点击标题栏中工具中电气检查，找出绘制原理图中错误并把
37、错误地方改正。这样就可以进行仿真，点击软件左上角一个开关按钮就开始进行仿真了，双击示波器显示如图5-1，观察示波器波形，并对示波器上一些参数进行修改，使波形更加便于观察，更加精确。 如图5-1为示波器 4.2 仿真结果 由于电路级联比较多，所以在电路仿真时遇到问题，分析可能是Multisim软件问题，也可能是变压器或者其他一些元器件参数设置问题，造成了电路仿真波形没有做出来。 总 结 参考文献 [1] 熊建云．Protel99 SE EDA．技术及应用．机械工业出版社，2007 [2] 程远东，刘雪亭．高频电子线路．北京出版社，2008 [3] 谢
38、自美．电子线路设计·实验·测试．中华科技大学出版社，2006 [4] 曾兴雯，刘乃安，陈健．高频电路原理及分析．西安电子科技大学出版社，2003 [6] 郑应光．模拟电子线路．东南大学出版社，2006 附录1 总电路原理图 附录2 元件明细表 项目代号 名称 规格 数量 备注 R1 电阻 28.2kΩ 1 R2 电阻 8.2kΩ 1 R3、R11 电阻 2kΩ 2 R4、R15 电阻 1kΩ 2 R5、R10 电阻 150kΩ 2 R6、R7、R9 电阻 22kΩ 3 R8
39、 电阻 47kΩ 1 R12、R14 电阻 10kΩ 2 R13 电阻 8kΩ 1 R16 电阻 1kΩ 1 R17 电阻 1.47kΩ 1 R18 电阻 8.96kΩ 1 R19 电阻 5kΩ 1 R20 电阻 1.4kΩ 1 R21 电阻 100Ω 1 R22 电阻 75Ω 1 C2 电容 330pF 1 C3 电容 750pF 1 C10 电容 1uF 1 旧底图总号
40、 更改 标记 数量 更改 单号 签名 日期 底图总号 拟 制 小功率调频发射系统设计 审 校 日期 签名 等级标记 第1张 共1张 标准化 批 准 附录2 元件明细表 项目代号 名称 规格 数量 备注 C6、C7、C9 电容 4.7pF 3 C5、C4、C8、C11 电容 20pF 4 C1、C18、C19、C21 电容 10nF 4 C15 电容 20nF 1
41、C20 电容 100pF 1 L1、L2、L3、L4 电感 16uH 4 L5 电感 6uH 1 T1 变压器 TS_IDEAL 1 V1、V2、V3、V4 三极管 NPN, 2N2222A 4 cj1, cj2, cj3 变容二极管 VARACTOR, BB240 3 T2 变压器 TS_MISC_VIRTUAL 1 VCC 电源 12V C14 电容 20uF 1 C12 电容 5.1nF 1 旧底图总号 更改 标记 数量 更改 单号 签名 日期 底图总号 拟 制 小功率调频发射系统设计 审 校 日期 签名 等级标记 第1张 共1张 标准化 批 准
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