同步升压转换器设计中MOSFET的选择要素分析.doc

同步升压转换器设计中的选择要素分析
2012-02-22
中心议题：
同步升压转换器设计中的损耗分析
同步升压转换器的选择策略
解决方案：
最优化门极驱动电压
最优化电源输入电压
最优化工作条件

在个人计算机应用领域，随着为核心转换器开发的同步升压转换器的开关频率向着12范围转移，的损耗进一步增加。鉴于大多数需要更大的电流和更低的电压，这种问题被复杂化了。如果你考虑其它支配损耗机制的参数，如电源输入电压和门极电压，我们就要处理更为复杂的现象。但是，这并不是问题的全部，我们还会遇到可能造成损耗极大恶化并降低电源转换效率(ξ)的二次效应。

这些二次效应包括击穿损耗和因像电容和电感等效串联电阻()、电路板电阻及电感、封装寄生电感所这样的寄生电阻引起的损耗。其它二次损耗机制是的电极电容之间的充电和放电，包括门极-源极间电容()、米勒门极漏极电容()和漏极-源极间电容()。

随着频率越来越高，因体二极管反向恢复造成的损耗会更为显著，必须加以考虑。现在，很显然选择同步升压转换器的不再是一项微不足道的练习，它需要可靠的方法来选择最佳的组合，并结合对上述所有问题的深入理解。本文将详细地讨论所有这些效应并将向您演示如何作出这种选择。

传导损耗

由于电流流过的会产生器件的电阻损耗，图1所示的的损耗M1和M2可以由下列两个方程来计算：

其中： =高侧() 传导损耗；低侧() 传导损耗；Δ =占空周期 ≈ ； = 负载电流； = 开电阻； = 电源输入电压； =输出电压。因为 Δ 由应用来决定，必须选择为尽可能地小。

图1：简化的同步升压转换器显示了的寄生电感。

动态损耗

动态损耗是由和 开关造成的损耗，这些损耗可以通过下列两个方程来计算：

其中： = 动态损耗； = 动态损耗； = 上升时间； = 下降时间； = 转换器开关频率； = 体二极管开电压；

其它参数与上述参数一致。显然，我们需要把的上升和下降时间最小化。这两个参数取决于于米勒电容，它通常由门极-漏极间电荷()来表示，其中，越低，就会导致的开关速度越快。

中的开关损耗与传导损耗相比宁可忽略不计， 因为为12V而大约为1V。

在这种情形下，对 我们必须选择具有尽可能最低的。通过隔离做不到这一点，因为它们每一个都取决于裸片的面积。大多制造商设计器件时满足了或 的要求，但是，实际上打击了开关速度和开电阻之间的折衷要求，即和低的。

图2： 功率损耗，Z轴是X轴电流和Y轴开关频率的函数。

图2所示为 的功率损耗。显然，大电流和高频率的组合会快速导致高损耗。对的正确选择是从根本上关注整体的高电源转换效率(ζ)和高可靠性。

反向恢复损耗

另外一种损耗机制是因为体二极管恢复造成的损耗。这是由于 使“打开”状态进入体二极管所致。体二极管要无限长时间才能关闭，在这段时间 就会出现损耗。反向恢复损耗可以由下列方程计算：

其中：反向恢复电荷。

此外，这种损耗机制依赖于开关频率，因为它是某种形式的开关损耗。尽管反向恢复因 体二极管所致，损耗却发生在 中。

在此，对 的选择准则是获得尽可能最低的及合适的。

图3：因反向恢复造成的功率损耗。

击穿损耗

当 由门极驱动器关闭而 正被打开时，就会遇到击穿损耗。在转换期间，门极-漏极间电容通过由和组成的潜在的分压器把漏极电压耦合到门极。如果这个耦合电压大于门限电压，那么， 将为打开，从而产生一条流过和 的低阻的电流通路，最终造成过度损耗。支配相对于地的门极电压的方程如下所示：

其中： (t) =门极电压；a = 漏极电压的摆率； = 包括门极驱动器的总门极电阻； = 门极与源极之间的电容； = 门极与漏极之间的电容；显然，越大，则耦合电压越大。

图4：击穿。

取上述方程的极限为：

即无限大的摆率给出方程：

上述方程表达了无交叉传导情况下的理论最坏情形。如果在最坏情形的参数范围内—即最小、最大和最小—满足这种条件，那么，在任何应用中都观测不到交叉传导。

图5是一张示波器的图形，其中，上部的踪迹是 漏极电压，下部的踪迹是 的门极电压。如果观测到的 的门极电压(绿色踪迹)达到一个大于的电压，那么，我们就可以观测到击穿和ζ的损耗。理想情况下，你需要峰值为几百毫伏。下面的踪迹是击穿的典型指纹，让我们能够通过测量门极到源极之间的电压来识别问题。

图5：识别击穿。

门极电感的影响

门极驱动电路的电路版图设计对于设置合适的开关频率是极为重要的。图6是Z轴上的门极电压的、Y轴上的门极电感和X轴上的时间的三维表示。该图显示了门极引脚电容对波形的动态影响。门极电压振铃可能造成不稳定的开关，从而导致效率ζ的损失并加大电磁辐射。 门极引脚必须保持尽可能地短以避免该影响。

图6：门极驱动振铃。

最优化门极驱动电压

门极驱动电压幅度以下列方式控制的开关性能：
门极驱动电压越高，意味着电容充电和放电损耗就越高，由下式给出：2
驱动电压越高，以为着越低，因此，电源损耗就越低，从而提高ζ；
门极电压幅度也会影响的上升和下降时间。
满足所有上述条件并产生最高ζ的最优化门极驱动幅度，可以在实验中利用不同的电压幅度确定的最佳性能点来确定。根据对问题的数学求解，图7给出了一个在Z轴上的最优化门极驱动电压的三维图形，它是X上漏电流和Y轴上开关频率的函数。显然，门极驱动电压永远不能超过数据表针对高可靠性工作所推荐的电平。

图7：最优化门极驱动电压。

最优化电源输入电压

用于电脑市场的转换器的电源输入电压的行业标准是12V，但是，这是最优化的数值吗？为了帮助回答这个问题，让我们考察输入电压对ζ的影响：
较高的电源输入电压显然被转换为来自电源的较低电流及转换器的高ζ值(银盒)。
电源输入电压越高，意味着在 中的动态损耗也越高。
电源输入电压越高，意味着在 中因占空周期的增加所造成的传导损耗就越高。
最优化输入电压可能由实验或数学导出。图8所示为最优化输入电压在Z轴上的三维表示，它是Y轴上的负载电流和X轴上的开关频率的函数。电源输入电压电平由针对电脑市场的行业标准确定。如果你正在设计一个两级隔离转换器，在为你的特定的应用确定最优化中间电压的过程中，就值得做这种考虑。

图8：最优化的电源输入电压。

器件封装

当选择针对你的应用的器件时，你要控制的其他参数就是封装。功率可用的最流行封装分别是8、、D2及其它形式的封装。封装参数中最重要的是：
封装热阻：这明显限制了功耗并控制了封装中的散热设计方案；
要尽可能选择最小的热阻；
封装寄生电感：由提取的封装寄生电感对开关速度有极大的影响，并最终影响动态损耗。寄生电感越小，开关时间就越短；
封装寄生电阻：该参数通常隐藏在数值之中；
对给定应用的最佳封装应该具有最低的寄生参数和热阻，与此同时，满足特定的要求。

最优化工作条件

利用计算软件，为学习和掌握电源电路中诸如这样的物理现象提供了非常激动人心和有效的工具。根据上述讨论，我们可以说，开关频率、门极驱动、电源输入电压以及电路的布局布线等基本选择极大地影响开关器件的损耗以及整体转换效率。这些选择必须做到以最小化这些损耗。
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