大功率开关电源硬件电路设计及仿真.doc

大功率开关电源硬件电路设计及仿真
摘要
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。
通过了解、比较电压控制型和电流控制型PWM控制芯片的控制模式，针对宽输入，多路输出的设计要求，设计出了基于电流控制型PWM控制芯片UC3846、UC3842的两级变换器的组合式开关电源。第一级采用buck变换，二级采用半桥推挽式变换器。并对buck变换器进行建模，在MATLAB上进行仿真验证。
关键词：电流脉宽调制；降压式；推挽式；多路输出

HP Switching Power Supply circuit design and simulation
Abstract
Switching power supply is the use of modern power electronic technology, opening of control switch transistor turn-off time and the ratio of the output voltage to maintain a stable power supply .High-frequency switching power supply is the direction of its development, high-frequency switching power of miniaturization, and switching power supply to enter a wider range of application areas, especially in the high-tech fields, and promote the miniaturization of high-tech products, light of.
Based on topology and control a variety of technical maturity, electrical performance, as well as comparative indicators of cost, through the understanding, comparison and current-controlled voltage-controlled PWM control mode to control chip for wide-input, multi-channel output of the design requirements designed based on the current-controlled PWM control chip UC3846, UC3842 levels of the modular converter switching power supply. Buck the introduction of the first transformation, the use of two push-pull half-bridge converter. The buck converter small-signal modeling, carried out in the MATLAB simulation.
Key word：Current PWM；Buck ；Push-pull ；Multi-output

I

目 录
摘要 ..I
Abstract II
主要符号表 iii
1 绪 论 1
1.1 前言 1
1.2国内外电源技术发展概况 1
1.3 选题背景 2
1.4 本课题要求及主要研究内容 .. 2
2 系统的整体方案分析选择 4
2.1 组合式开关电源的结构 4
2.2 组合式开关电源的原理分析 4
2.2.1 斩波器电路 5
2.2.2 推挽式变换器电路 6
3电源主电路设计 7
3.1 buck变换器 7
3.1.1 buck工作原理 8
3.2 推挽式变换器 10
3.2.1 主从输出推挽拓扑的原理 10
3.2.2 推挽式变换器存在的问题及解决方法 11
3.3输出整流滤波电路设计 15
4.控制电路和保护电路的设计 17
4.1控制电路方案比较选择 17
4.2 控制电路设计 21
4.2.1 buck控制电路设计 21
4.2.2 推挽式控制电路设计 25
4.3保护电路设计 28
4.4缓冲电路设计 30
4.5 自举电路设计 31
5.系统的建模与仿真 33
5.1 MATLAB简介 33
5.2系统的建模 33
5.3系统的仿真及结果分析 33
结论........................................................ 42
参考文献.................................................... 43
致谢........................................................ 44
毕业设计（论文）知识产权声明.................................45
毕业设计（论文）独创性声明...................................46
附录........................................................ 47

主 要 符 号 表

Buck 降压式
EMC 电磁兼容
EMI 电磁干扰
CMC 平均电流模式
ESR 等效电阻
Ton 开关处于开通时间
Toff 开关处于关断时间
B 磁通密度
C 电容
D 占空比
fs 开关频率
KT 变压器变比
电感电流直流平均、交流有效值
负载电阻
N 绕组匝数
Vin 输入电压
P 功率
缓冲电容
Ts 开关周期
Ui 输入电压
Uo 输出电压
L 电感

ii

1 绪论
1 绪 论
1.1 前言
电力电子学是综合应用电工理论、电子技术及控制理论等，利用电力电子(功率半导体)器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源。它是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。
电力电子技术是近年来最活跃的研究领域之一。作为联系弱电与强电的纽带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段，在小至数瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。随着功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术，以及控制理论的不断进步，电力电子技术向着大功率、高频化及智能化方向发展，应用的领域将更加广阔。
1.2国内外电源技术发展概况
电力电子技术与装置的市场需求与日俱增，其中电源是电力电子技术的主要应用领域之一。随着微电子制造技术的进步，计算机、通信设备、家用电器得到飞速发展，这些设备内部往往需要采用直流稳压电源供电。很多关键的设备还需要不间断电源，以确保市电停电时设备仍能工作。
近年来，随着电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断的出现并应用到开关电源，使开关电源达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高。因此，许多领域，例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多的应用开关电源，并取得了显著效益。
随着芯片集成度的不断提高，电子设备内功能部件的体积不断减小，因而要求设备内部电源的体积和重量不断减小。提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施，因为变压器和电感电容等滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百kHZ至数MHz的开关电源已有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标，50w/in的开关电源早已上市，目前己向120W/in发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可提高电源的可靠性，简化生产与使用。模块电源的并联串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天器电源系统等都要求高度智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。
现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载需求。一个特定用途的电源装置，应当具有符合负载要求的性能参数和外特性，这是基本的要求。安全可靠
1

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是必须加以保证的。高效率、高功率因数、低噪音是普遍关注的品质。无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标是全球范围的热门话题，并有相关的国际和国家标准规范进行约束。
电源技术发展到今天，己融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华，已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。
1.3 选题背景
随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的线性稳压电源具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管的功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的需要。
开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。主要作为高功率脉冲电源的初级电源和大型军用设备的电源系统,也可以应用于大电流快速充放电系统和电子、通信、航天、医疗等各个领域,其中,几十～几百千瓦的大、高功率开关电源主要应用于现代化工业、国防事业和大型科研项目中,具有非常广泛的应用前景。
中国科学院电工所最近研制成功的“50kW/40kHz高压稳压电源”代表着国内高频大功率开关电源的先进技术水平。“200kW开关电源”的研究,标志着我国的高功率脉冲电源技术翻开了历史性的一页。 目前,国外的高功率开关电源研制技术较为成熟,并主要应用于工业和军事上。在粒子加速器、电磁发射、电磁推进、微波武器等脉冲功率技术应用的领域中,电源设备的平均功率通常在几百千瓦甚至几兆瓦以上,体积和重量只有国内的几十分之一,而且自动化程度非常高。 近年来,国内的小功率开关电源技术已日趋成熟,基本能够满足工业生产和军事发展的需要。 新型的高功率开关电源（平均功率200kW）具有体积小、重量轻、效率高、稳压范围宽等优势,而且具有先进的自动控制技术。
近年来，在高压大功率的应用场合，开关电源作为一种高效好型、高性能的电源己广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。采用开关电源后，可以使相关装置体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽，大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。
1.4 本课题要求及主要研究内容
研究开关电源的实现方法，并按照设计指标要求进行电路的设计与仿真。具体要求如下：
① 分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出自己的见解。
② 掌握开关电源的工作原理。
③ 设计硬件系统并进行仿真，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求。
主要技术指标
设计要求：
直流输入电压：50~330V；
输出电压：+ 24V，士15V，+5V，20V方波高频电压；
效率：>80%

1

2 系统的整体方案分析选择
2 系统的整体方案分析选择
2.1 组合式开关电源的结构
开关电源作为一种高效、轻型、高性能的电源已广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。而在变频器中的广泛应用更显其本色。变频器的控制回路、驱动回路、保护回路、检测电路等需要十余种相互隔离的电源。采用开关电源后,可以使变频器体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽,大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。开关电源的种类很多,不同容量等级的变频器采用不同形式的开关电源。根据我们研制的交流变频调速系统的特点,要求开关电源适应范围为50V~330V,且在输入电压低至50V时仍然能输出满功率,显然常规的开关电源不具备这样宽的调节范围。为此,采用由斩波器和推挽式变换器组成的两级组合式开关电源作为装置的各种控制电源。由于采用了斩波器使开关电源在输入50V~330V的变化范围内都能稳定输出中间直流电压,输出功率达500W以上。在得到稳定的中间电压基础上,用PWM(脉宽调制)调制技术加推挽放大得到装置所需的各种等级电源及驱动电路所需方波电源。如下图所示：

图2.1 组合式开关电源原理示意图
组合式开关电源原理示意图如图1所示。该电源主要由两级组成:第一级是降压斩波器,通过PWM控制V2管的开通和关断,使输入电压(取自主回路中间直流电压)在50V~330V范围内能够输出稳定直流24V电压。该24V电源用于后一级变换器的输入
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以及交流变频调速装置的风扇和电机磁闸电源。第二级变换器实际上是将直流24V重新凋制,控制V3,V4交替导通和关断,把24V直流电压变换成高频交流电压,经高频变压器副边输出多组装置所需的各种电压和驱动所需的方波电压。为了保证在送电初期电源能正常工作,特设置了初始电源产生电路。在斩波器稳定输出24V后,初始电源退出工作,由电源本身提供工作电源。注：图中所示的V2、V3、V4 指通用的开关管不一定是功率晶体管。
电源控制回路采用UC系列集成电流控制芯片UC3842，UC3846作为控制芯片。可实现精确控制，提高电源的可靠性并可方便的实现保护电路的设计。
开关电源的控制芯片在主回路与控制回路之间存在隔离问题,考虑到光耦合器速度较慢,且还需提供工作电源,故本电源用脉冲变压器实现主回路与控制回路之间的隔但使用脉冲变压器对斩波器斩波管V2的驱动会生一些问题。将在驱动电路部分分析解决。
2.2 组合式开关电源的原理分析
2.2.1 斩波器电路
开关电源斩波器电路原理图如图2.2所示,它的功能是将从主回路中间直流电压(50V~330V)变成24V稳定直流电压输出。

图2.2 第一级斩波电路原理图
斩波器控制电路采用PWM集成电路UC3842,电阻Rt、电容Ct决定了斩波器的工作频率。R1,R2为反馈电阻,其值决定输出电压大小,UC3842的基准电源为5V,R5是电流反馈电阻,当负载电流超过限定值时,R5将此信号反馈回UC3842,使其停止工作,起到过流保护的作用。从UC3842出来的控制信号加到互补管V1,V2上,通过脉冲变压器原边产生驱动信号,驱动斩波工作。脉冲变压器的原边截止时产生很大的尖峰脉冲电压,对V1,V2产生危害。为此加吸收电容,可以大大减小尖峰脉冲。图2.3是不加吸收电容和加吸收电容时的驱动波形。减小开关管的开关损耗是保证开关管正常工作的重要因素。为此必须充分减小开关管的导通、截止过渡过程时间。采取以上措施后,开关管的导通、截止过渡过程时间可以大大减小。脉冲变压器通过一个限流电阻和稳压二极管Dz驱动Q1，该驱动电路性能随着D的变化而不同。

不加电容驱动波形 加电容驱动波形
图2.3 驱动波形图
2.2.2 推挽式变换器电路
开关电源的推挽变换器电路如图2.4所示
C1, R1, D1组成了RCD缓冲电路,D2，C2，R2 为了保护变压器的绕组，防止电感峰值。Rt, Ct决定了UC3846的振荡频率,亦即高频变压器的工作频率。Rr为电流检测电阻,使高频变压器副边稳定输出,不受负载等影响。在过载时使UC3846停止工作。UC3846发出控制信号驱动Q2、Q3两个mosfet管交替导通、截止,将输入24V直流电压变成高频交流信号耦合到高频变压器的副边,经整流后得到所需的各等级电源,由于UC3846的输出电流足够大可以直接驱动开关管。

图2.4 推挽式变换器电路原理图
4
3 电源主电路设计
3电源主电路设计
3.1 buck变换器
3.1.1 buck工作原理
BUCK变换器又称降压变换器，它是一种对输入输出电压进行降压变换直流斩波器，即输出电压低于输入电压。其基本结构如图3.1所示。
假定:
(l)开关晶体管、二极管均是理想元件，也就是可以快速地“导通”和“截止”，而且导通压降为零，截止时漏电流为零;
(2)电感、电容是理想元件，电感工作在线性区未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零;
(3)输出电压中纹波电压与输出电压比值小到允许忽略。

图3.1 Buck变换器电路
工作过程：
当主开关Tr导通，如图3.2所示，is=流过电感线圈L，电流线性增加在负载R上流过电流Io，两端输出电压Vo，极性上正下负。当is >i。时，电容在充电状态。这时二极管D承受反向电压而截止。经时间D1Ts后，如图3.3所示主开关Tr截止，由于电感L中的磁场将改变L两端的电压极性，以保持其电流不变。负载两端电压仍是上正下负。在<Io时，电容处在放电状态，以维持Io、Vo不变。这时二极管D，承受正向偏压为电流红构成通路，故称D为续流二极管。由于变换器输出电压Vo小于电源电压Vs，故称它为降压变换器。其工作图如下图3.2和图3.3所示:
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图3.2 Tr导通 图3.3 Tr关断
在一般的电路中是期望BUCK电路工作在连续导通模式下的，在一个完整
的开关周期中，BUCK变换器的工作分为两段，其工作波形图为:

图3.4BUCK在连续模式下的工作波形图
3.1.2 buck变换器的参数计算
在BUCK变换器电路中给定输入电压Vs的范围、输出电压Vo、功率P输出电流I。、纹波电压的范围△Vo，开关频率fs，就可以推出电路中L、C的参数值和所需要开关管和二极管的耐压和耐流值，从而选定各自的型号。
从图3.4中的波形图可知，在开关管Tr导通期间(一)，电感电流上升量为
（3.1）
在开关管关断期间，电感电流的下降量为
（3.2）
由于稳态时这两个电流变化量相等，即所以由上述两式可得:
（3.3）
由上式整理得

（3.4）
(l)电感L的确定
在连续和不连续之间有个临界状态，此时 （3.5）
将3.2式代入3.5可得 （3.6）
将3.6式整理得 （3.7）
要保证电路工作在连续工作模式必须使L≧Lc，一般取1.2倍的裕量。
(2)电容C的确定
流经电容的电流是()，由于对电容的充放电产生的纹波电压，如图3.4中和波形。
（3.8）
将3.2式代入3.8式得 （3.9）
开关管的峰值电流为
开关管的耐压值为
根据拟定技术指标：输入电压Vs 50~330V 输出电压 Vo 24V 功率Po 500W 输出电流 20A △Vo=1V fs 100 KHz
有上述公式推到可得：Lc 取 8uH
C 取 3mF
根据耐压值和余量 开关管取 IRFPS37N50A 500V 37A
二极管取 RF2001T4S 400V 20A
峰值电流 取36A
3.2 推挽式变换器
3.2.1 主从输出推挽拓扑的原理

图3.5 推挽脉宽调制变换器
推挽拓扑如图3.5所示，它主要由带多个次级绕组的变压器构成，每个次级绕组都提供一组相差180°的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。在推挽式变换器中使用两个幅值相等、脉宽可调、相差180°的脉冲驱动Q1和Q2基极外，它的控制电路和其他电路原理一样。
导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，已使在整个电流范围内，都能够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降Vea，约为1V。因此当每一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（Vdc—1）的方波电压。
考虑到输出整流二极管的正向压降Vd，整流二极管阴极的输出是一个导通时间为Ton、幅值为[(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd]的平顶方波。这里Vd是整流二极管的正向压降，对于传统的快速二极管其值为1V，对于肖特基二极管（通常用于Vm为5V的大电流输出场合）其值为0.5V。因为每个半周期都有一个占空比为Ton的脉冲，所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为2Ton/T。
图3.5中，LC滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。图3.5中LC滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出，同时滤除方波中的纹波。电容和电感的功能分析和计算过程与buck调整器完全一样。
如图3.6所示输出Vm的直流或平均电压为
（3.10）
Vm对应的主输出整流器波形如图3.6所示。如果将Vm接入负反馈，如图3.5所示，以控制导通时间Ton，则Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使Vm保持不变。尽管负载电流没有出现在式3.10中，但只要是负载电流改变导致的Vm变化，它都会被误差放大器所采样，然后通过控制导通时间Ton来纠正，使Vm保持不变。只要L1不随负载电流减小进入不连续工作模式，导通时间Ton的变化就不大，其具体数值由式3.10根据不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T来确定。
从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。其方波宽度与主输出相同，为由主输出Vm的反馈环确定的Ton。因此从输出为
（3.11）

（3.12）
3.2.2 推挽式变换器存在的问题及解决方法
1.最小电流的限制
当有从输出时，直到主输出电流降到额定值得1/10，则直到主输出电流降到最小值，根据式3.7计算出电感不都会进入不连续工作模式。在此范围内，从输出电压值将保持在±5%的范围内。当主电感进入不连续状态时（电感电流低于最小电流值），Ton明显下降，从输出电压也随之明显下降。不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。
同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。如果他们的最小电流值选为额定值的1/10，则可以根据3.7式计算从输出电感。
2 磁通不平衡
如图3.6铁芯材料的磁滞回线

图3.6典型铁氧体磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滞回线。
如果要磁通曲线保持在线性范围内，则在频率达到30kHz时，磁通变化范围须限制在±2000G之间。频率为100～300kHz时，由于磁心高频损耗的原因，磁通变化范围的峰值必须减至±1200G或±800G以下。
正常工作时，磁芯的磁通变化范围位于上图所示的B1和B2之间。工作在磁滞回线±2000G以内的线性部分是合理的。
当Q1导通时，如图3.5所示，Np1的异名端为正，磁心沿磁滞回线上升即从B1向B2移动。其上升的实际值与Np1两端电压和Q1导通时间的乘积成比例。当Q1关断Q2导通时，Np1的同名端为正，磁心沿磁滞回线从B2往B1下降，其下降的实际值与Np2两端电压和Q2的导通时间成比例。
如果Q1导通时Np1施加的伏秒数与Q2导通时Np2施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁心会从B1上升至B2，正好又返回到B1。但只要伏秒数稍有不等，磁心就不能回到起点，并且若干周期后，磁心将偏离磁滞回线，进入饱和区。饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。
使导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。即使Q1和Q2的基极电压宽度相同，其集电极电压宽度也可能不完全相等。对于通常的集成电路控制芯片，其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。
如果Q1、Q2是双极型晶体管，则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。存储时间为0.3～6pts。存储时间也受温度的影响，随温度上升而显著增加。即使Q1、Q2在相同温度下的存储时间恰好相同，如果Q1、Q2在散热器上相距较远，以致工作温度不同，其存储时间也可能相差很大。
另外，如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。如果磁心磁通达到磁滞回线（如图2.3所示）的弯曲部分，则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大，并且在该半周期，磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。于是流过较大电流的开关管会变得较热，使它的存储时间延长。随着该开关管存储时间的延长，这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加，流过的电流也会增加，该管的存储时间进一步延长。这样，失控状态将很快出现，磁心饱和，开关管损坏。
如果Ql、Q2是MOSFET管，则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。首先，MOSFET管没有存储时间，两组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等。更重要的是，由于MOSFET管的导通压降随温度升高而增加，所以上述失控情况不会发生。
相反地，MOSFET管导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用，它有助于纠正磁通不平衡问题。设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大。有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，但这将使对应初级半绕组上的电压降低。从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。
综上所诉，可以从平衡伏秒数出发用以下几个方法减小磁通不平。
1. 增加初级绕组的电阻
2. 匹配功率开关管
3. 磁心加气隙
4. 使用mosfet功率开关管
5. 使用电流模式拓扑
由于综合考虑到技术、成本、实现的难易，本设计将采用使用mosfet功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。
3.2.3 功率变压器主要参数设计
1. 变压器磁芯的选择
    目前，高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高，但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内，它们呈现的铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率的制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状的铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。
2. 工作磁感应强度的确定
  工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中的一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。设计中，根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。
3.变压器的计算功率
  开关电源变压器工作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率，其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。变换器输出电路为全波整流，因此
（3.13）

   式中：Pt为变压器的计算功率，单位为W
    Po为变压器的输出功率，单位为W
4.磁芯设计输出能力的确定
    磁芯材料确定后，磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。其磁芯面积为
（3.14）
或 ·

式中： Ap为磁芯截面积乘积，单位为cm4；
    Ac为磁芯截面积，单位为cm2；
    Am为磁芯窗口截面积，单位为cm2；
    Bm为磁芯工作磁感应强度，单位为T；
    Kw为窗口占空系数取0.2；
    Kj为电流密度系数(温升为50℃时，E形磁芯取534)。
5.绕组匝数的计算
  因为变换器的电路形式为推挽式，所以变压器的初级电压Up=24 V。在该变换器中满载电流20 A比较大，整流管和滤波电感上的压降不可忽视，本变换器所用的整流二极管的压降在20A电流下约为2．5V，滤波电感的直流压降取0．5V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲的占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定的裕度，一般取变换器输出电压的10％；所以，变压器的次级电压Us=22 V。
初级绕组匝数N1 匝
6.导线线径的计算
  绕组的导线大小根据变压器各绕组的工作电流和电流密度来确定。另外，若变压器的工作频率超过50 kHz，还需要考虑电流趋肤效应的影响，导线直径应小于两倍的穿透深度。频率为100 kHz时铜导线的趋肤深度△~O.41 mm，因此，所取导线直径应小于0.82 mm。
7.电流密度

8.线圈的绕制
  因为变换器用的是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。这种绕法会对变压器的温度有很大的帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有4个绕组，各2个绕组绕在初级的两边。
3.3输出整流滤波电路设计
综合各电路的优缺点选用结构简单的全波整流电路如图3.7所示,变压器中心抽头构成了全波整流电路，u2=u2a+u2b且u2a=u2b=U2sinωt。正半周时：u2瞬时极性a(+),b(-)，VD1正偏导通，VD2反偏截止。负载电流的流通途径为a→VD1→R→c；负半周时：u2瞬时极性a(-),b(+)，VD1反偏截止，VD2正偏导通。负载电流的流通途径为b→VD2→RL→c。整流电路VD1和VD2 轮流导通，整个周期内都有电压输出，故该电路称为全波整流电路。

图3.7全波整流电路
其主要性能指标为：(1)
(2)
(3)Kγ=0.48
由于Kγ<1,脉动成分比半波整流电路小很多,纹波较小,但由于变压器次级的每个线圈只在半个周期内有电流,较全桥模式利用率不高.
图中每个二极管承受的断态电压为
（3.15）
在电流连续的情况下，还可以得到用输出电压Uo表示的断态电压为

流过每个二极管的平均电流为
（3.16）
式中，为电感电流的平均值。每个二极管的平均电流等于电感电流平均值的一半。在稳态的条件下，电感电流平均值等于负载电流，因此二极管电流平均值也等于负载电流的一半。
假设二极管的通态压降为，每个二极管的通态损耗为
（3.17）
两个二极管的总通态损耗为
（3.18）
综上可知全波整流电路使用的期间数少，结构简单，通态损耗小，缺点二极管耐压高（相对于全桥型电路）总的来说适合所设计的电路。
4 控制电路和保护电路设计

4.控制电路和保护电路的设计
4.1控制电路方案比较选择
电源的性能例如输入的线性调整、输入线与负载的变动反应特性，基本上取决于归返回路(return loop)的结构。归返方式可分为两种，分别是:
(a) 电流模式控制。
(b) 电压模式控制。
有关电压模式控制
图4.1是电压模式控制的DC-DC Converter电路实例，由图可知它是由单一的反馈回路所构成，它的输出电压归返至输入端，误差增幅器可将基准电压Vref，与分压后的输出电压差分增幅，再将结果输入到脉冲宽变调器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM比较器(comparator)可将增幅后的差分信号，与内部产生的锯齿状信号作比较，并将调节占空比，最后再输出PWM信号。

图4.1 电压模式控制的DC-DC变频器基本电路
有关电流模式控制
图4.2是电流模式控制的DC-DC转换器电路实例，由图可知它是在电压反馈端追加设置可使电感电流返回的回路。在电流模式控制的DC-DC变换器 ，流入电感的电流与流入PWM比较器可以控制占空比的电流都被当作控制信输入，换句话说除了输出电压之外电感电流也能反馈，是它与电压模式最主要的结构差异。4.2的电流模式控制的DC-DC 变换器的电感检测方法有三种，分别是:
(一) 平均电流模式控制。
(二) 固定ON/OFF时间控制。
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西安工业大学毕业设计（论文）
(三).峰值电流模式控制。

图4.2电流模式控制的DC-DC变换器基本电路
图4.3是平均电流模式控制的DC-DC 变换器电路，由于输入电流与输入电压同相，因此它可以有效改善输入效率。

图4.3 平均电流模式控制的DC-DC 变换器基本电路
　 峰值(peak)电流模式控制则是电源电路设计经常使用的方式。图4.2的开关管Tr1一旦导通的话，