三相异步交流电机变频调速控制系统毕业设计主体.doc

中文摘要
随着电力电子技术的发展，以及各种新型控制器件和先进控制方法在电机调速系统中的应用，交流电机控制精度得到了极大的提高。为了满足高性能、节能和环保的要求，交流电机调速以其特有的优点，正逐步取代直流调速，在电气传动领域中扮演着重要的角色。
本课题主要针对交流异步电机变频调速控制系统进行了研究和探讨，提出了相应的软、硬件设计方案，以TI公司的电机专用控制芯片DSP TMS320LF2407A为控制核心，采用V／F控制和空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)相结合的控制方法，实现了对交流异步电机变频调速控制。
论文阐述了交流异步电机的数学模型和变频调速原理；设计了以DSP最小系统为核心的控制电路、变频主电路、信号采集电路等；在CCS集成开发环境下，采用C语言编程实现了上述的变频调速控制策略；同时为了实现该控制系统的灵活性，还采用VC++编写了上位机控制程序，使PC机通过串口对DSP进行控制，并将电机的运行状态在PC机上显示；还扩展了CAN总线，方便了电机的多机控制和远程控制。
论文最后给出了实验结果和波形分析。结果表明了该变频调速控制系统具有良好的动静态调速性能，验证了系统设计的有效性和可行性。
关键词：DSP、SVPWM、交流异步电机、变频调速
目录
中文摘要 1
ABSTRACT 2
第一章 绪论 4
1．1本课题研究的背景和意义 4
1．2交流电机变频调速的发展概况 4
1．2．1电力电子技术的发展 4
1．2．2变频调速控制理论的发展 5
1．2．3电机控制芯片的发展 6
1．3本课题研究的内容 7
第二章 交流异步电机的数学模型 9
2．1异步电机的原始数学模型 9
2．2坐标变换 11
2．2．1从三相到两相的静止坐标变换(3s／2s) 11
2．2．2从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s／2r) 12
2．3交流异步电动机在不同坐标系的数学模型 13
2．3．1在两相静止坐标系的数学模型 13
2．3．2在两相旋转坐标系的数学模型 13
2．4本章小结 14
第三章交流异步电机变频调速原理 15
3．1 V／F控制原理 15
3．2电压空间矢量(SVPWM)控制原理 16
3．2．1电压空间矢量的三相功率逆变器 16
3．2．2基本电压空间矢量的形成及作用时间的计算 16
3．2．3用DSP实现SVPWM的两种方案 19
3．3本章小结 20
第四章 变频调速系统的硬件电路设计 21
4．1系统硬件结构 21
4．2主电路设计 21
4．2．1整流电路 21
4．2．2．滤波电路 22
4．2．3逆变电路 23
4．2．3．1智能功率模块 IPM 23
4．2．3．2 IPM的选用 23
4．2．3．3 IPM外围接口电路设计 26
4．3信号采集电路设计 28
4．3．1 HCNR200简介 29
4．3．2电压电流采集电路设计 29
4．4控制电路设计 30
4．4．1主控芯片TMS320LF2407A介绍 30
4．4．2 DSP最小系统设计 31
4．4．3 DSP外围接口电路设计 34
4．5本章小结 35
第五章变频调速系统的软件设计 36
5.1 系统软件整体设计 36
5 .2 CCS集成开发环境概述 37
5．3 系统程序设计及说明 38
5. 3.1 程序工程的建立 38
5．3．2程序说明 39
5．3．3 Q格式说明 40
5．4本章小结 41
第六章实验结果及分析 42
1．实验系统图 42
2．电压空间矢量波形 42
3．死区时间观测 43
4．不同频率的PWM输出波形观测 44
总结 46
参考文献 47
致谢 49

第一章 绪论
1．1本课题研究的背景和意义
电机调速广泛应用于我们的生活、生产的各个领域中，例如：机床、电动工具、电动机车、机器人、家用电器、计算机驱动器、汽车、轮船、轧钢、造纸和纺织行业等等。据报道，世界上大约有100亿以上各种电机在工作。近年来，我国空调一年的产量就1000多万台，每台都需要电机调速控制，可见电机调速应用市场非常庞大。
电机分为直流电机和交流电机两大类。直流电机由于其便于控制和控制精度比较高的特点，在很长一段时间内被广泛应用，被人们认为难以被其他电机所取代。但随着电力电子技术的发展、各种新型控制器件和先进控制方法的在电机调速系统中的应用，使交流电机控制精度得到极大的提高；另外，由于交流电机，特别是笼型式异步电机具有结构简单牢固、制造成本低廉、运行方便可靠、环境适应能力强以及易于向高电压、高转速和大容量方向发展等优点，过去直流电机占主导地位的调速传动领域将逐渐被交流电机所占领。
另一方面，随着世界经济的不断发展，科学技术的不断提高，环保和能源问题同趋成为人们争论的主题。充分有效地利用能源已成为紧迫的问题。就目前而言，电能是全世界消耗最多的能源之一，同时也是浪费最多的能源之一，为解决能源问题必须先从电能着手，其中起代表性的就是电机的控制。在发达国家中生产的总电能有一半以上是用于电机的能量转换，这些电机传动系统当中90％左右的是交流异步电机。在国内，电机的总装机容量已达4亿千瓦，年耗电量达6000亿千瓦时，约占工业耗电量的80％。并且使用中的电机绝大部分还是中小型异步电机，加之设备的陈旧，管理、控制技术跟不上，所浪费的电能甚多。因此，电机的变频调速控制越来引起人们的重视，同时对变频调速驱动系统也提出了高效率、高精度、高可靠性、多功能、智能化、小型化、低成本等要求。可见，异步电机的变频调速系统的研究具有重要意义。
1．2交流电机变频调速的发展概况
现代电力电子、微电子技术和计算机技术的飞速发展，以及控制理论的完善、各种工具的同渐成熟，尤其是专用集成电路、DSP和FPGA近年来令人瞩目的发展，促进了交流调速的不断发展。目前交流电机变频调速控制己经成为一门集电机、电力电子、自动化、计算机控制和数字仿真为一体的新兴学科。
1．2．1电力电子技术的发展
电力电子器件是现代交流调速装置的基础，其发展直接决定和影响交流调速的发展。
20世纪50年代出现硅晶闸管SCR
60年代出现门级可关断晶闸管GTO
70年代出现巨型晶体管GTR(也称BJlrl和功率场效应晶体管MOSFET
80年代相继出现绝缘栅双极型晶体管IGBT和绝缘栅双极型门控晶闸管 IGCT
90年代出现智能功率模块IPM。
SCR开关器件输出的电压或电流含有大量的谐波，造成电机转矩脉动大，严重影响了调速系统的性能；
GTO是高电压大电流全控型功率器件，容量大，但关断能耗大：
GTR是电流驱动器件，通态压降低，容量没有GTO大，但功耗大，调制频率不高，噪声大，现趋于淘汰中。
MOSFET是电压型驱动器件，开关频率高，驱动功率小，安全工作区广，但耐压不高：
GBT集GTR和MOSFET的优点于一体，是目前变频调速系统和通用变频器中使用最广泛的主流功率器件之一。
IPM是先进的混合集成功率器件，由高速低耗的IGBT和优化的门极驱动及保护电路构成，采用了有电流传感器功能的IGBT，能连续监控功率器件电流，从而实现高效的过电流保护。由于IPM集成了过热保护电路和锁定保护电路，系统可靠性得到进一步提高。
1．2．2变频调速控制理论的发展
一 V／F控制
早期变频系统都是采用开环恒压LL(V／F=常数)的控制方式，其优点是控制结构简单、成本较低，缺点是系统性能不高。具体来说，其控制曲线会随着负载的变化而变化，转矩响应慢，电压利用率不高，低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降稳定性变差等。因此这种控制方式比较适合应用在风机、水泵调速场合。
随后发展的转差频率速度闭环控制系统虽然说基本上解决了异步电机平滑调速的问题，同时也基本上具备了直流电机双闭环控制系统优点，结构也不算复杂，已能满足许多工业应用的要求。然而，当生产机械对调速系统的动静态性能提出更高要求时，上述系统性能还是不及直流调速系统。原因在于其控制系统规律是从异步电机稳念等效电路和稳态转矩公式推导出的平均值控制，在忽略了过渡过程的前提下做出较强的假设，这就使得设计结果与实际相差很大，系统在稳定性、起动及动态响应等方面的性能还不能满足工业系统的需求。
二 矢量控制
交流传动理论在70年代获得了突破性的发展。德国西门子公司的F.Blaschke 等提出的“感应电动机磁场定向的控制原理”和美国P．C．Custman和A．A．Clark提出的“感应电机定子电压的坐标变换控制”奠定了矢量控制的基础。这种理论的出发点是：考虑到交流电机的非线性、多变量、强耦合的时变系统，通过坐标变换重建电动机模型即可等效为一台直流电动机。其后，随着现代控制理论、微处理技术电力电子技术的不断发展与应用，矢量控制的交流调速系统进入了伺服控制的高精度领域，而且实现了无速度传感器的矢量控制。然而矢量控制在实际系统中存在很多问题，即转子磁链难以准确观测，系统特性受电机参数变化影响较大，以及在模拟直流电动机控制过程中所用的矢量旋转坐标变换的复杂性，使得实际控制效果难以达到理论分析的结果，虽然传动领域的专家们针对矢量控制上的缺陷做过诸如参数的实时辨识(补偿)以及使用状态观测器等现代控制理论进行研究，但是这些方案的引入使得系统复杂化，控制的实时性和可靠性降低了。
三 直接转矩控制
1985年德国鲁尔大学DePenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(DTC)。直接转矩控制与矢量控制不同，DTC摒弃了解藕的思想，取消了旋转坐标变换，简单的通过检测电机定子电压和电流，借助瞬时空间矢量理论计算电机的磁链和转矩，并根据与给定值比较所得差值，实现磁链和转矩的直接控制。直接转矩控制技术是用空间矢量的分析方法，直接在定子坐标系计算与控制交流电动机的转矩，采用定子磁场定向，借助离散的两点式调节器产生脉宽调制(PWM)信号，直接对逆变器的丌关状态进行最佳控制，以获得转矩的高动态性能。 直接转矩方法优点在于：直接在定子坐标系上分析交流电动机的数学模型、控制电动机的转矩和磁链，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换和计算。大大减少了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问题。
直接转矩方法缺点在于：由于直接转矩控制系统是直接进行转矩的砰一砰控制，避开了旋转坐标变换，控制定子磁链而不是转子磁链，不可避免地产生转矩脉动，降低调速性能，因此只能用在对调速要求不高的场合。同时，直接转矩系统的控制也较复杂，造价较高。
近几年，直接转矩控制不断得到完善和发展，特别是随着各种智能控制理论的引入，又涌现了许多基于模糊控制、神经网络控制的直接转矩控制系统，控制性能得到进一步的改善和提高。
电压空间矢量(SVP删)控制
1987年日本的GIFU大学的YoshihiroMural教授在IEEE上发表《全数字化逆变器的新型PWM方法》一文，由此标志着SVPWM调制技术的正式问世。
随即于1992年，Yoshihiro Mural教授在IEEE上发表《感应电动机传动中减少谐波的高频劈零矢量PWM》。在SVPWM高频调制中，Yoshihim Mural教授引入劈零矢量，减少了电流谐波，使得低频时电动机运转得更加平滑。
SVPWM调制技术一问世就受到人们的高度重视，其独特的矢量调制方式，把电动机与PWM逆变器看为一体，着眼于如何使电动机获得幅值恒定的圆形磁场为目标，他以三相对称正弦电压供电时交流电动机中的理想磁链圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的磁链有效矢量来逼近基准圆；即用多边形来近似逼近圆形，理论分析和实验都表明SVPWM调制具有转矩脉动小，噪音低，直流电压利用率高(比普通的SPWM调制约高15％)等优点。目前己在通用变频器产品中得到了广泛的应用。
1．2．3电机控制芯片的发展
专用于电机的控制芯片逐渐由单一MCU过渡到DSP+MCU混合芯片。早期是以 51系列为代表的8位单片机，后来发展为以96系列为代表的16位单片机，再到80年代出现DSP，现在向着以DSP内核+MCU外设的混合芯片发展。有代表性的电机控制芯片有：
单片机方面有Intel的80C196MC、Motorola的MC9S12H256、Phi1 ips的 LPC2210／2220、Renesas公司的M16C和SH2系列；DSP方面有AD公司的ADMC401、Microchip公司的dsPIC30F6010、TI公司的TMS320LF2407／F2812等。
表1-1电机控制常用芯片性能比较
项目
TMS320LF2407A
dsPIC30F6010
ADMC401
LPC22 10／22
MC9S 12H256
芯片类别
DSP
DSP
DSP
ARM单片机
单片机
生产公司
TI
Microchip
AD
PHIUPS
Motorola
引脚数目
144
80
144
144
144／112
片内FLASH
32k'16位
144k*16位
2kt24位

256k
片内RAM
2k
8k
2k
16／64kB
12k
最高运算速度
40MIPS
30MIPS
26MIPS
24MIPS
24MIPS
硬件乘法器
16位x16位
17位×17位
无
无
无
看门狗
有
有
有
有
无
外部中断
5个
5个
4个
9个
4个
片内定时器
4个16位
5个16位
2个16位
2个32位
8个16位
事件管理器
2个
1个
2个
无
无
PWM输出
12路
8路
6路
8路
6路
CANBUS
有
有
有
无
有
串行口
2个

2个
有

多通道缓冲串口
不带SPI模式
带SPI模式

带SPI模式
带SPI模式
片内可编程l／o
41
27
12
76
38
A／D
16路10位
16路10位
8路12位
8路10位
16路10位
编码器接口
有
有
有
无
无
工作电压
3．3v
2．5v～5．5v
5 V±5％
1．65V～1．95 V
5v
现在一些高性能芯片不断推出。2006年9月飞思卡尔公司推出了4款16位新型DSP 56F8000和DSC(数字信号控制器)56F80X系列产品，该系列可提供16位96MHZ的PWM，并且具有可编程故障功能，高度精确的12位数模转换器(ADC)和模数转换器(DAC)等。2006年11月TI又推出了4款32位DSP，即TMS320F28015、F28016、F2801—60、F2802—60，其价格比较低，但性能很高，其主频都是60MHZ，都采用12位ADC，并推出了高分辨率的PwM模块(HRPwM)，该特点对提高控制系统的性能，降低变换器的体积和重量都将起到积极作用。
我们将目前常用的一些电机控制专用芯片的性能做了一下比较，如表1-1所示。通过比较我们选用性价比较高的TMS320LF2407A，它是TI公司专为电机控制推出的一款DSP。
1．3本课题研究的内容
本课题综合国内外电机变频调速技术的发展情况，在掌握交流电机变频调速基本原理的基础上，设计了一套基于DSP芯片TMS320LF2407A和电压空间矢量SVPWM的交流异步电机变频调速系统的软硬件解决方案。将重点放在了DSP芯片实际应用上。
课题主要内容包括：
1．深入研究异步电机的数学模型和VVVF控制、电压空间矢量等变频调速控制方法。
2．深入研究TMS320LF2407A电机控制专用DSP芯片的结构、工作原理以及DSP最小系统的设计方法。
3．设计一台900W的小功率异步电机变频装置。该系统主要由主电路、系统保护电路、控制回路和采样回路组成。
4．在CCS集成开发环境下采用C语言编程实现Ⅵ和电压空间矢量(SVPWM)控制算法，控制电机实现变频调速功能。
5．对系统实际实验结果进行了分析与总结。
第二章 交流异步电机的数学模型
三相交流异步电机是一个多变量、高阶、非线性、强耦合的复杂系统，为了方便对三相交流异步电机进行分析研究，抽象出理想化的电机模型，通常对实际电机作如下假设 ：
1)忽略磁路饱和的影响，认为各绕组的自感和互感都是恒定的。
2)忽略空间谐波，三相定子绕组A、B、C及三项转子绕组a、b、c在空问对称分布，互差120。电角度，且认为磁动势和磁通在空间都是按J下弦规律分布。
3)忽略铁心损耗的影响。
4)忽略温度和频率变化对电机参数的影响。
有了这些假设，实际异步电机可被等效为如图2．1所示的三相异步电机物理模型。图中，定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的，故定义为三相静止坐标系。设A轴为参考坐标轴，转子绕组轴线a、b、c随转子以∞速度旋转。A轴和转子a轴间的电角度θ即为空间角位移变量

图2-1异步电机物理模型
2．1异步电机的原始数学模型
异步电机的原始数学模型可由以下四组方程表示：
1．电压方程
三相定子绕组的电压方程为：
(2-1)
三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为：
（2-2）
式中uA，uB，uC，ua，ub，uc——定子、转子相电压的瞬时值；
iA，iB，iC，ia，ib，ic——定子、转子相电流的瞬时值；
ψA，ψB，ψC，ψa，ψb，ψc——各绕组的全磁链；
R1 ，R2——定子、转子绕组电阻。
将以上电压方程写成矩阵形式,并以微分算子P代替微分符号d／dt （2-3）
也可以简写为：
U=Ri+pψ (2-4)
2．磁链方程
由于每个绕组的磁链是它本是的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，六个绕组的磁链可以表示为：
(2-5)
也可简写为：
ψ＝Li (2-6)
式中，L是6 x 6的电感矩阵，其中对角线元素是各有关绕组的自感， 其余各项是绕组间的互感。
3．矩阵方程
根据机电能量转换原理，异步电机电磁转矩表达式为：
Te=PnLm1[(iAia+iBib+iCic)sinθ+(iAib+iBic+iCia)sin(θ+120o)+(iAic+iBia+iCib)sin(θ-120o)] (2-7)
4．运动方程
对于恒转矩负载，机电系统的运动方程为：
Te= TL + J/Pn·dω/dt (2-8)
式中：Te，TL—电磁转矩，负载转矩；J—转动惯量；P—电动机极对数。
由以上方程可知，异步电机的非线性强耦合主要表现在磁链方程和转矩方程中，既存在定子和转子之间的耦合，也存在三相绕组间的交叉耦合。三相绕组在空间按12&分布，必然引起三相绕组间的耦合。由于定子和转子间的相对运动，导致其夹角0不断变化，使互感矩阵为非线性。因此，异步电机三相原始数学模型相当复杂，不易求解。为了使三相异步电机具有可控性、可观性，必须对其进行简化，使其成为一个线性、解耦的系统。从对直流电机的分析中发现，如果将交流电机的物理模型等效的变换成类似直流电机的模型，就可以大大简化分析和控制问题，这就需要进行坐标变换。
2．2坐标变换
我们知道对异步电机研究控制时，如果能用两相就比用三相简单，如果能用直流控制就比交流控制更方便。为了对三相系统进行简化，就必须对电动机的参考坐标系进行变换，这就叫——坐标变换。坐标变换以产生相同的磁通为准则，建立三相交流绕组、两相交流绕组和旋转的直流绕组三者之间的关系，从而可以建立交流异步电机的直流模型。
在研究电机矢量控制时定义有三种坐标系统，即三相静止坐标系(3s)、两相静止坐标系(2s)和两相旋转坐标系(2r)。对应的坐标变换有：从三相到两相的静止坐标变换(3s／2s)；从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s／2r)等。
2．2．1从三相到两相的静止坐标变换(3s／2s)

图2-2 3s／2s变换
图2-2是A、B、C为三相对称静止绕组，图2．1中A轴与口轴重合，通以三相平衡的J下弦电流，产生合成磁动势F，以同步转速旋转，三相静止坐标系与两相静止坐标系在空间上相差90。，且如果通上时间相差90。的两相交流电，也可以产生相同的磁动势F。由于它们的磁动势和转速都相等，所以可以认为这两种坐标系等效。可以由简单的三角函数关系推导出从三相到两相静止坐标系的变换矩阵：
（2-9）
若为三相平衡系统，uA+ uB+ uC =0，则矩阵的第三行系数为0，于是可写成为
(2-10)
即
(2-11)
变换后的两相电流有效值为三相电流有效值的倍，因此，每相功率为三相绕组每相功率的3/2倍，但相数由原来3变成2，所以变换前后总功率不变。此外变换后的两相绕组每相匝数是原来三相绕组每相匝数的。此变换称为 3／2变换(3s／2s变换)。
2．2．2从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s／2r)
在两相静止坐标α—β和两相旋转坐标d—q之间的变换简称为2s／2r变换。
如图2—3所示，α—β为两相静止坐标系(2s)，d—q为两相旋转坐标系(2r)。dq绕组在空间相互垂直放置，分别加上直流电压Ud和Uq，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是静止的。如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速ω1旋转，则磁动势自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。如果磁动势的大小与两相静止坐标系下的磁动势大小相等，那么这个旋转的直流绕组也就和交流绕组等效了。当观察者站在铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，d和q是两个通以直流而且相互垂直的静止绕组，如果控制磁通的位置在d轴上，就相当于直流电机物理模型了。这时，绕组d相当于励磁绕组，q绕组相当于静止的电枢绕 组。d—q和α—β轴的夹角θ是一个变量，随着负载、转速而变。
其变换矩阵为
（2-12）
其逆变换矩阵为
（2-13）

图2-3 2s／2r变换
2．3交流异步电动机在不同坐标系的数学模型
2．3．1在两相静止坐标系的数学模型
三相异步电机的数学模型经3s／2s变换后在两相静止坐标系α—β上的数学模型为：
1．电压方程
（2-14）
2．磁链方程
（2-15）
3．转矩方程
（2-16）
4．运动方程
（2-17）
式中：
Ls Lr —定子、转子—相的自感；
Rs Rr —定子、转子—相的电阻；
Lm—定转子绕组的互感；
ω—转子角频率。
2．3．2在两相旋转坐标系的数学模型
设坐标轴dq的旋转速度等于定子频率的同步角转速ω1，而转子的转速为ω，则dq轴相对于转子的角转速为ωs=ω1一ω，即为转差。将三相异步电机在αβ坐标系上的数学模型经2s／2r变换后，得到在两相同步旋转坐标系d—q上的数学模型为：
1．电压方程
（2-18）
2．磁链方程
（2-19）
3．转矩方程
（2-20）
4．运动方程
（2-21）
2．4本章小结
本章首先从异步电机的物理模型出发，通过抽象假设给出了理想的异步电机原始数学模型；然后，详述了坐标变换方法，包括从三相到两相的静止坐标变换和从两相静止到两相旋转坐标的变换；最后，通过坐标变换将异步电机原始数学模型变换成便于控制的在不同坐标系的简化数学模型。为将异步电机作为一个系统来控制提供了理论依据。
第三章交流异步电机变频调速原理
交流异步电动机的转速可由下式表示：
n=60f/p(1-s) (3-1)
为电动机转速(r／min)；P为电动机磁极对数：f为电源频率；s为转差率。由式(3-1)可见，影响电动机转速的因素有：电动机的磁极对数P，转差率s和电源频率f。其中，改变电源频率来实现交流异步电机调速的方法效果最理想，这就是所谓变频调速。变频调速的方法主要有：V/F控制、矢量控制、直接转矩和电压空间矢量(SVPWM)控制方法。本课题采用了VF控制和 SVPWM相结合的控制方法。
3．1 V／F控制原理
由电机学理论，交流异步电机的定子绕组的感应电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线的结果，其有效值计算如下：
E=KfΦ (3-2)
式中K一与电机结构有关的常数；Φ一磁通。
而在电源一侧，电源电压的平衡方程式为：
U=E+Ir+jIx (3-3)
该式表示，加在电机绕组端的电源电压U，一部分产生感应电动势E，另一部分消耗在阻抗(线圈电阻r和漏电感x)上。其中定子电流I分成两部分：少部分I1用于建立主磁场磁通Φ，大部分I2用于产生电磁力带动机械负载。
I= I1+ I2 (3-4)
当交流异步电机进行变频调速时，例如频率f下降，则由式(3—2)可知E 降低；在电源电压U不变的情况下，根据式(3—3)，定子电流I将增加；此时，如果外负载不变时，I2不变，I的增加将使I1增加，也就是使磁通量Φ增加；根据式(3—2)，Φ的增加又使E增加，达到一个新的平衡点。
理论上这种新的平衡对机械特性影响不大。但实际上，由于电机的磁通容量与电机的铁心大小有关，通常在设计时已达到最大容量。因此当磁通量增加时，将产生磁饱和，造成实际磁通量增加不上去，产生电流波形畸变，削弱电磁力矩，影响机械特性。
为解决机械特性下降的问题，一种解决方案是设法保持磁通量恒定不变。即设法满足：
E／f=KΦ=常数 (3-5)
这就要求，当电机调速改变电源频率f时，E也应该相应的变化，来维持它们的比值不变。但实际上E的大小无法进行控制。由于定子电阻上产生的压降相对于加在绕组端的电源电压U很小，可以用加在绕组端的电源电压U来近似代替E。调节电压U，使跟其随频率f的变化，从而达到使磁通量恒定的目的。即
E／f≈U／f=常数 (3-6)
所以，在变频的同时也需要变压，这就是所谓的VVVF或VF。
我们采用电源电压U近似代替E显然存在一定误差。当频率f的数值相对较高时，定子阻抗压降在电压U中所占比例相对较小，U≈E所产生的误差较小；当频率f的数值降的较低时，电压也按同比例下降，而定子阻抗的压降并不按同比例下降，使定子阻抗压降在电压U中所占比例增大，U≈E将产生较大误差。
因为定子阻抗压降所占比重增大，使得实际上产生的感应电动势E减小，E／f的比值减小，造成磁通量Φ减小，因而导致电机的临界转矩下降。必须采取相应的补偿措施—U/f转矩补偿法。
U/f转矩补偿法的原理：针对频率f降低时，电源电压U成比例的降低引起的U下降过低，采用适当提高电压U的方法来保持磁通Φ恒定，使电机转矩回升，即所谓的转矩提升(Torqueboost)。
当频率高于额定频率时，为了避免电机绕组绝缘破坏的情况发生，电源电压不能超过电机的额定电压值，这样可得压频控制原理图如图3—1所示：

图3-1恒压频比控制原理图
3．2电压空间矢量(SVPWM)控制原理
空间矢量PWM的英文全称是Space Vector PWM，简写成SVPWM或SVM。它是从电机角度出发，着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形磁场。SVPWM控制用逆变器不同的开关模式产生实际磁通去逼近基准磁通圆，不但能达到较高的控制性能，而且由于它把逆变器和电机看作一个整体处理，使所得模型简单，便于数字化实现，并具有转矩脉动小、噪声低、电压利用率高等优点。
3．2．1电压空间矢量的三相功率逆变器
一种典型的三相电压型逆变器的结构如图3—2所示。图中Va、Vb、Vc 是逆变器的电压输出，Q1—— Q6 是六个功率管，它们分别被a、a’、b、b’、c和c’这6个控制信号所控制。当逆变桥上半部分的一个功率管开通时(即a、b或C为1时)，其下半部分相对的功率管被关闭(即a’、 b’或C’为0)。Q1，Q3和Q5这三个功率管的开关状态，即a、b或c为0或1的状态，将决定Va 、Vb 和Vc 三相输出电压的波形情况。

图3-2三相电压型逆变器结构图
3．2．2基本电压空间矢量的形成及作用时间的计算
根据三相电压型逆变器电路可以得出逆变桥输出的线电压矢量[Vab、Vbc 、Vca]t 、相电压矢量[Va、Vb 、Vc]t和开关变量矢量[a b c]t之间的关系可以用式(3．7)和式(3．8)表示，式中Vdc是电压型逆变器的直流供电电压，或称直流母线电压和总线电压。
(3.7)
(3.8)
上式中，由于开关变量矢量[a b c ]t有8个不同的组合值(a、b或c只能取0或1)，即逆变桥上半部分3个功率管的开关状态有8种不同的组合，故其输出的相电压和线电压也有8中对应的组合。开关变量矢量[a b c ]t与输出的线电压和相电压的对应关系如表3—1所示。
表3-1功率管开关状态与线、相电压以及与相电压在αβ坐标系分量的关系表
矢量
UVW状态
相电压
线电压
αβ坐标系
Va
Vb
Vc
Vab
Vbc
Vca
Vsα
Vsβ
U0
000
0
0
0
0
0
0
0
0
U1
100
2Vdc /3
-Vdc /3
-Vdc /3
Vdc
0
- Vdc

0
U2
110
Vdc /3
Vdc /3
-2Vdc /3
0
Vdc
-Vdc

U3
010
-Vdc /3
2Vdc /3
-Vdc /3
-Vdc
Vdc
0
-

U4
011
-2Vdc/3
Vdc /3
Vdc /3
-Vdc
0
Vdc
-
0
U5
001
-Vdc /3
-Vdc /3
2Vdc /3
0
-Vdc
Vdc
-
-
U6
101
Vdc /3
-2Vdc/3
Vdc /3
Vdc
-Vdc
0

-
U7
111
0
0
0
0
0
0
0
0
在该表中Va 、 Vb 和 Vc表示3个输出的相电压，Vab、 Vbc 和 Vca表示3个输出的线电压，Vsα、Vsβ是空间矢量分解得到的子轴分量。
为了在DSP的编程中计算方便，需要利用电机的坐标轴系变换理论进行坐标转换，即将线电压和相电压在三相平面坐标系中的值，转换到αβ平面直角坐标系中，在两个坐标系之问转换时须遵循电机总功率不变的原则。其转换公式为(3．9)所示。
（3.9）
由于逆变桥中，功率管开关状态的组合一共只有8个，则对应于开关变量矢量[a b c]t在αβ坐标系中的Vsα、Vsβ也只有有限种组合。他们的对应关系同样如表3—1所示。
为了便于运用，将逆变器的八种开关状态所对应的八个基本电压空间矢量，分别用U0 、U1、U2 、U3 、U4 、U5 、U6 、U7 表示，其中U0 、U7为零矢量位于中心，另外六个非零矢量幅值相等，且相邻两个非零矢量之间的夹角为60o，八个基本电压空际矢量的位置和大小见图3—3所示。

图3-3基本的电压空间矢量与开关状态示意图
空间矢量PWM的目的是，通过与基本的空间矢量对应的开关状态的组合，得到一个给定的定子参考电压矢量Uref。参考电压矢量Uref阿用其αβ轴分量Uα和Uβ表示。图3—3表示参考电压矢量Uref和与之对应的αβ轴分量Uα和Uβ 以及基本空间矢量Ul和Um的对应关系(其中Ul和Um是任意两个相邻的基本空间矢量)。

图3-4电压空间矢量分解图
图3—4中参考电压矢量Uref耐位于被基本空间矢量Ul和Um所包围的扇区内， 因此Uref可以用Ul和Um两个矢量来表示。于是有：
（3.10）
式中，Tl和Tm分别是在周期时间T内基本空间矢量Ul和Um各自的作用时间；To是0矢量的作用时间。将上式分别在α，β轴投影得：
（3.11）
由表3-l可知基本空间矢量的幅值都是Vdc即Ul=Um=Vdc代入式(3．11)可得矢量作用时间：
（3.12）
3．2．3用DSP实现SVPWM的两种方案
前面我们已经知道，定子参考电压矢量Uref，耐是由它所在扇区中的两个基本空 间矢量Ux、Ux±1和零矢量U0或U7合成的。在每个PWM周期内，这些基本空间矢量的不同开通顺序会产生不同的波形模式。有两种对称的开关方案可供选择，一种是用软件实现SVPWM方案，另一种是用硬件实现SVPm4方案。
1．软件实现SVPWM方案
将每个PWM周期分成七段，分别用U0、Ux、Ux±1、U7、Ux±1、Ux、U0 (这里X可以是1、3或5)表示。以扇区0为例，开关切换顺序应为：U0(000)—U1(100)一U2(110)—U7(111)—U2(110)—U1(100)—U0(000)，分别计算出T0 /4、T0 /4+ T1/2、T0 /4+ T1/2+Tm /2的时间装载到对应的比较寄存器，得到对称的输出波形如图3—5所示。这种方案可以很容易的用