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两相交互式PFC预调整设计回顾
1．简介：
在大功率的PFC级，为了削减EMI以及输出电压的纹波，减小线路的均方根电流，提高输入输出系统的利用率，采用两相交互式PFC的电路无疑是一种好方法。
2. 回顾交互式PFC预调整器的优点
图1.展示了两相交互式升压变换器的功能电路。交互式升压变换器是工作在180℃相位差的两个简单升压变换器的组合，输入电流是两个电感电流I L1和I L2的总和。由于电感的纹波电流相位交错，其输出现出两者纹波对消，从而减少了输入纹波电流(由升压电感及开关导致)。最好时的输入电感的纹波电流可以对消，并出现在50％的占空比处。输出电容的电流也是两个升压二极管电流的总和(I1+I2)，也少于总输出峰值电流，从而减少了输出电容上的纹波电流I out 。在占空比接近0％、50％及100％处，两二极管电流总和接近直流。在任何一个工作点，输出电容上仅有滤波电感的纹波电流。

图1 交互式BOOST电路及其电感电流波形 2.1 输入纹波电流为占空比的函数
下面公式展示出输入纹波电流与电感纹波电流之比（K(D)）随着占空比的变化。图2展示出K(D)怎样随占空比变化。它的重要性在于这些输入纹波电流的变化，当选择电感给交互式升压变换器时，在PFC预调整器中的占空比不固定，随线路电压在变化。

图2 输入纹波电流对减
在PFC预调整器中，占空比D(θ)不是恒定的，而是随着线路输入电压Vin(θ)在变化。占空比变化量对全电压范围应用时会相当大，这种占空比的变化可以用一个计算来监视。该变换器系从85V~265V AC输入调整到385V输出。在低线电压时，占空比从100％变到68％。而在高线时，占空比从100％变到2％。电感纹波电流的互相抵消会令其不完全通过线路周期。当然，这对强力减少电感中的输入纹波电流有很好的效果，最高的纹波电流在此例中出现在低线电压的峰值时，此时占空比为68％，电感纹波电流的总量在此输入时的占空比为55％。
线路电压为相角的函数 (4)
占空比也是相角的函数 (5)
图3 占空比和相位角的关系

2.2 评估磁元件值的减少程度
电感纹波电流的互相抵消可以使设计减少升压电感的磁心体积，也即减少储存在两个交互电感中的所需的总能量，它仅仅是设计相同功率预调整器的一半，开关频率感量也仅有一半。
单级电感能量 (6)
两相电感的总能量 (7)

在升压电感中，减少的总量可以用比较单级PFC预调整器(Wa Ac single)和两相交互预调整器(Wa Ac interleaved)在给定电感量之下所需的电感磁心及窗口面积乘积的方法看出来，电感量的实际值，电感中的RMS电流(IRMS)，电流密度(CD)及磁通密度(B)都会随面积乘积的减少而不再需要那么多。
整个交互式电感磁芯面积乘积(2 x Wa Ac interleaved)与单级预调整器之比为0.5，这个结果表明交互式两个电感面积仅是单级的一半，减少了50％。这将直接带来磁材用量减少一半。
(8)
(9)
(10)
(11)
交互式PFC预调整器用此方式不会增加EMI滤波器的尺寸大小。共同的设计实践是选择功率变换器的开关频率。要在EMI的150KHz带宽以下。二次谐波的开关频率会成为两倍基波并在EMI频带中更为相象，需要一个满足这个规范的滤波器。交互式两相预调整器会使输入看上去为单级两倍的开关频率，这意味着变换器的基本开关频率更象推入EMI的二次谐波的带宽，并在独立级开关频率的二次谐波处。当然，输入纹波电流因为两个因素减少，这也不会对EMI滤波器增加任何附加的抑制。
2.3 输出电容纹波电流的减少成为占空比的函数
图4展示出正常的输出电容的RMS电流，单级升压I cout (D)，正常电容RMS电流及两相交互式升压I cout (D)与占空比的函数关系。图4说明了输出电容纹波电流。两相交互式PFC仅仅是单级传统PFC的1/2。两者功率相同，减少的RMS电流即减少了由电容的ESR损耗引起的发热，从而降低了损耗及应力。
(12)
(13)
(14)
图4 正常输出电容电流纹波
3. 设计回顾
电源设计需要列于表1。请注意该350W的PFC预调整器设计。基于T1的评估板，HPA117 T1的用户便览给出为SLU0228。
表1. 设计需要
参数
最少
典型
最大
Vin
85V RMS
110V or 230V RMS
265V RMS
Vout
374V
390V
425V
Vripple

30V
Current THD at 350W

10%
PF at 350W
0.95

Full load efficiency
90%

fs

100KHz

Hold up requirements

20ms

47Hz
50Hz
60Hz
功能方框电路如图5所示。

图5 两相交互式PFC的功能方框电路图
3.1 升压电感选择
(15)
3.2输出电容选择
选择输出电容有三个临界值要决定，即总能量控制、输出纹波电压及最大RMS纹波电流。公式(16)、(17)用于选择输出电容，(16)式基于能量保持的需要,(17)式基于输出纹波电压的需要,设计师选择公式求出的最大值作为最后选择依据。
(16)
(17)
(18)
选择Bulk电容时还要考虑到可能的误差及电容容量偏差，下面公式按20％误差考虑。最后选择为：
(19)
RMS纹波电流对给定的电容可以按下式计算：
(20)
(21)
(22)
(23)
3.3 MOSFET及二极管的选择
为了满足设计所要求的效率，选择半导体器件时总容易出错，它可能是过去的一些习惯，半导体导通损耗根据下面选择。
(24)
3.4 二极管的选择
为减少开关损耗，选择了碳化硅二极管，这种二极管有几乎为0的反向恢复电流。下面公式用于评估二极管的损耗(P DIODE)及二极管的峰值电流及平均电流。此处VF为升压二极管的正向压降，在我们的设计中每个二极管为0.6W，两个总和为1.2W。剩余的17.8W损耗给MOSFET及辅助电源。
(25)
(26)
(27)
3.5 MOSFET选择基于RMS及峰值电流，并以此预估损耗。
峰值MOSFET电流 (28)
下面公式用来估算MOSFET的RMS电流，以便估算损耗。
(29)
开启时的MOSFET电流 (30)
关断时的MOSFET电流 (31)
整个MOSFET的损耗中，Coss 充放电的贡献(在PWM开关周期中) Coss随线路电压变化，并非线性。下面公式可用于计算。典型在使用IRF840时，Coss为160 pf。
(32)
为了估算MOSFET开启及关断损耗，由图6及以下面的公式给出：
图6 MOSFET开启和关断损耗

估算MOSFET的损耗(PFET)给定为5W，两只为10W，加1.2W的二极管损耗，已达到11.2W,其总值低于初始限定的19W。
3.6 选择散热片给MOSFET
由于二极管仅耗散0.6W的热量，可以不去管它。但是MOSFET的散热需要散热器。下面公式用于计算散热器的热阻RQSA。这个公式基于最大允许的环境温度Tamb 40℃，从结到壳的热阻，MOSFET及壳到散热器的热阻(TO-220)之和(Rθjs+RθCS)。
数据在MOSFET表中给出。对于本设计，我们选择AAVID531202散热片，以满足散热要求。
(43)

3.7 过压保护及欠压保护
OVP功能及UVLO都由UCC28220控制。它是一个简单的比较器，用于监视BOOST的电压。设置的信息阈值可以在UCC28220数据表中找到。对于本设计OVP设在425V。UVLO设在108V，预调整器直到Vout达到108V时才开始起动预调整器。
3.8 峰值电流限制
峰值电流限制采用在UCC28220的PWM比较器的输入端处，用最大控制电压VC来设置，此处“a”是电流检测变压器匝数比(T1&T2)。峰值电流限制触发点设在升压MOSFET正常峰值电流保护点的130％处。
(44)
(45)
UCC28220的CTRL端的保护电平设在3V。 (46)
此为后面的斜波补偿总量 (47)
MOSFET的峰值电流在正常条件下的功率上升期间是2倍的I peak，这是由于过度的斜率补偿，也系为了稳定工作。
(48)
3.9 电流检测变压器的复位电阻(T1&T2)
(49)
3.10 振荡器及最大占空比箝制
UCC28220的振荡器及最大占空比箝制系通过电阻RCHG设置，也通过它放电所需占空比箝制(DMAX)设在0.9。此时停止从饱和的电流检测互感器采样。

3.11 控制环的补偿
对电压环及电流环都要建起控制均衡，控制均衡在本文中给出补偿反馈的起始点。在更多的控制环中，需要调节环路补偿作为网络分析的必须。
3.12 电流控制环
电流环设置的第一步是决定乘法器的元件RIAC电阻，要能从线路电压上接收合适的电流。只要令电流放大器输出去跟踪线路电压的变化，这个电阻典型地用几个电阻串联得到，以便适应接到高压。
(55)
乘法器内部到UCC28528有一个电压前馈(VFF)功能。它用来保持功率级的增益恒定并提供软的功率限制。在线路电压降下时保持线路电流有足够的增量，VFF信号由内部电流镜象产生，它系PFC控制器内从VFF端离开的最大电流，等于IAC电流的一半，下面的公式用于选择VFF电阻(RVFF)及滤波电容(CVFF)，以便从VFF信号移去AC元件。
(56)
VFF信号AC口有对整个电流谐波畸变的影响(THD)，滤波器的极点(fpi)设在一个能限制VFF贡献1.5％的谐波畸变的频率处，以便满足电源的电流THD的设计要求。

这个控制方法系基于平均电流及峰值电流模式控制的，下面的公式为补偿电流环，这些计算在于正确地补偿，并有好的网络分析结果。在本设计实例中补偿电流环是(TC(S)), 我们设置的设计目标为45度相移以及一个为开关频率十分之一的覆盖频率。
电流环传输函数 (59)
控制输出电流的传输函数 (60)
PWM比较器的最大控制电压 (61)
电流放大器补偿传输函数GCA(S)如下:
(62)
UCC28220的CTRL端的内部分压器 (63)
电压分压器HCA需要将UCC28528的CA输出分压后降下，以保护UCC28220的CTRL端,此分压器对任何功率需求都能很好地工作，并可以有一个固定的变化。
(64)
对于稳定的电流检测信号需要斜率补偿电流检测信号，UCC28220有内部斜率补偿，它由电阻R slope设置。
(65)
UCC28528需要一个电流检测电阻(PFC R sense)以监视输入电流，计算这个电阻值基于最大允许的电流检测电压 V sense。
(66)
UCC28528还使用电流检测信号去触发功率限制，功率限制可以由选择乘法器电阻RMO来设置，功率限制设在满载的110％处，没有同UCC28220的峰值电流限制功能接口，也设置在了130％处。
(67)
此为设置因子TC(S)。 (68)
在跨过附加的45度相移区的覆盖中，为确保控制环稳定要放一个零点在环路覆盖中。
此电容为调节零点放置 (69)
此电容为调节高频噪声 (70)
3.13电压环(TV(S))
电压环补偿有两个主要的考虑。第一是衰减2 x f LINE输出电容的电压纹波，这需要减少输入电流的谐波畸变。第二是控制环的稳定性，如果此规范可折衷PF和THD，这将起极大作用。
(71)
电压放大器的最大输出 (72)
电压控制到输出的传输函数 (73)
gm=100 umho 跨导电压放大器(VA)的增益。 (74)
(75)
(76)
为了确保该环路有低的谐波畸变，环路的设计需在10 Hz处要跨过 fc。
(77)
用于设置fC (78)
(79)
在各临界参数计算出来以后，电源总体结构即可评估出来。最后的350W两相交互式PFC的设计等效电路如图7和图8。此电源还有一个2W的辅助电源供给VCC，它以DCM的反激变换方式工作。
4. 等效电路

图7 350W交互PFC的等效电路第1部分
图9 图10

图8 350W 交互式PFC的等效电路第2部分
5. 设计特性
电流环TC(s)测量采用网络分析,而没有实际模型轨迹提供。TC(s)增益随输入电压移动，显现有两个极点在30KHZ处,这系因过度斜率补偿带来的,这是这种拓朴需要的。当然电流环是稳定的,且不能去调节,注意测量电流环或电压环需要一个直流输入电压。此外,线路电流及电压也影响环路的测量网络分析，有足够低的频率范围对测量电压环是不可能的。下面是图9，图10。

图11 图12

图13 图14

5.1 输入电感纹波电流对消
图12展示出电感纹波电流在线路峰值处的对消作用。其系在最低输入AC85V时的RMS下测得。从这个图中，它得到了输入电流(CH4)为1/2独立电感下的纹波电流。输入纹波电流与电感电流之比由图2给出。注意下面图中电流比是0.225A/mv。

图15 图16

图17 图18
5.2 瞬态响应
PFC预调整器的电压环在10Hz以下，它意味着最快的电压环可以响应一个小信号的瞬态大约100ms。典型应用中，PFC预调整器有5~10倍的长于瞬态响应覆盖。当然一个大信号比较器放入UCC28528中可允许设计一个大信号瞬态响应少于200ms的PFC电压环。

图19 图20

图21 图22

6. 结论
采用交互升压预调整器可以使设计的电源减少升压电感量，减小电感磁芯的尺寸约50％，减少升压电容的RMS电流。这就允许设计师减少PFC的几何尺寸，用一个输出电容即可以有低的RMS纹波电流。在大功率应用中交互式PFC是个好的选择，虽然需要较多的MOSFET和升压二极管，增加的成本及控制电路可以从所获收益中抵消。