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ACDCDC电源技术方案

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2020年4月19日
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直流电源设计方案

目录
1.概述 1
2 系统的整体结构设计 3
3．三相六开关APFC电路设计 22
4. 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 27
5．高压直流二次电源DC／DC变换器设计 33
6. 器材选取 39
7. 电源系统散热分析 52
8. 参数设计仿真结果 55

1.概述
1.1 目的和意义
当前，越来越多的电力电子设备投入到电网中，由于不可控整流器在大功率电源设备中的广泛应用，其对电网造成的谐波污染日益严重，使得电能生产、传输和利用的效率降低，并影响电网的安全运行。为了保证电网的正常运行，现在采取的办法往往是限制接入电网的整流设备的容量，这就限制了一些大功率直流电源的使用。电力电子装置，特别是各种直流变换装置向高频化、高功率密度化发展，其关键技术是软开关技术。因此，大功率开关电源的功率因数校正技术及 DC/DC变换器软开关技术是当前研究的热点。
1.2 开关电源技术发展现状
开关电源是采用功率半导体器件作为开关元件，经过控制开关元件的占空比进而调整输出电压的电源变换装置，开关电源的前置级将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经直流变换电路即开关电源后即处理后输出、整流、滤波。为了稳定输出电压，设计电压反馈电路对输出的电压进行采样，并把所采样的电压信号送到控制电路中，进行比较处理，调节输出的控制脉冲的占空比，最终使输出电压的纹波及电源的稳定满足设计指标。
开关电源一般包括EMI滤波模块、AC/DC变换模块、DC/DC变换模块、控制、驱动及保护模块、辅助电源模块等。传统的开关电源输入电流中谐波含量高,功率因数低,开关损耗大、电磁干扰严重等一系列问题阻碍了电源技术向着高效率、绿色化、实用化的方向发展。自20世纪80年代以来,随着有源功率因数校正技术和软开关技术的发展,上述问题得到了较好的解决，开关电源技术也步入了一个新的迅速发展的阶段。
1.3 本次设计的主要内容
本次设计一款符合《航天地面直流电源通用规范》要求的直流电源系统。其采用两级结构，前级AC/DC部分采用三相六开关APFC电路，后级采用移相全桥ZVS PWM变换电路。
前级采用三相APFC整流电路，保证系统在6KW功率下平稳工作，功率因素大于0.99，具有较强鲁棒性，具有过压、欠压指示，输出过压、限流等保护功能。后级采用全桥变换器，采用软开关技术，减小系统能量损耗，且保证输出电压在45V-100V连续可调，且电压稳定（峰峰值小于500mV，电压稳定度不大于1%）,具有良好的屏蔽性能，屏蔽性能大于40dB，系统具有双模式（电压源模式，电流源模式）工作特点。具有友好的人机界面，提供外接显示屏，可实时显示输出电压、电流、输入侧功率因数等实时信息，方便用户调整系统参数，并预留CAN总线端口。整体尺寸不大于600mm*500mm*500mm,整体质量不大于50Kg，产品符合GJB 1412-92《航天地面直流电源通用规范》。
并根据相关要求依据设计所需采购工业级以上(含工业级)电源元件。
2 系统的整体结构设计
2.1 主要技术参数
Ø 输入电压：三相交流 380V( ±10% ),50HZ
Ø 输出电压45V～100V可调
Ø 输出电流：DC 100A
Ø 功率因数：>0.99
Ø 电源效率：>90%
Ø 输出电压稳定度：不大于1%
Ø 输出电压纹波（峰-峰值）：不大于500mV
Ø 过载能力：120% 额定值
Ø 冷却方式：风冷或强制风冷
2.2 系统设计方案
为了兼顾电源性能与电路复杂度，电源采用两级结构，前级为APFC AC/DC变换模块，实现三相交流电到直流电的变换，该变换模块具备APFC功能，用以提高电路功率因数，减少电源对电网的谐波污染；后级 DC/DC 模块完成直流电压的变换与输出，采用软开关技术，使DC/DC变换电路中的开关管均工作在软开关状态，减少开关电源电路在高频时的开关损耗，提高电源效率。另外电路中还包含辅助电源电路、EMI电路、控制电路、驱动电路、保护电路等，电源的整体设计方案如图 2-1 所示。
图 2-1 开关电源整体设计方案
2.3 前级AC/DC APFC变换电路
2.3.1 APFC 主电路结构设计
按照开关电源接入电网方式的不同，APFC 电路能够分为单相APFC电路和三相APFC电路。
其中在小功率场合常采用单相APFC电路，其结构与控制方式相对简单，国内外的一些研究结构和科研公司均开发了一些专用的APFC控制芯片，经过近些年的发展，技术臻于成熟；三相APFC电路适合于中大功率的场合，其中三相电压与电流之间的耦合问题是其存在的主要问题。探究简单可靠的三相APFC拓扑，将三相 APFC 电路实用化是现代研究的热点。本次设计开关电源采用三相380V交流输入，以下将对各种三相PFC电路进行比较与分析。
（1）三相单开关PFC电路
三相单开关 PFC 电路是三相 PFC 电路中结构和控制最为简单的电路，其能够看为单相 PFC整流电路在三相 PFC 整流电路中的拓展。如图 2-2 所示，在电路的拓扑中，只使用一个开关管，经过控制开关管的占空比来控制输入电流的大小，迫使输入电流跟随输入电压变化，从而使输入电流逼近于正弦波，且与输入电压同相，实现功率因数校正。三相单开关 Boost PFC 电路由于其电路设计简单，控制简便，可靠性较高，因此得到了广泛的应用。

图 2-2 三相单开关 Boost 型 PFC 电路
（2）三相双开关 PFC 电路
三相双开关 PFC 电路图2-3所示，在 AC/DC 变换器的输入端使用三个电容并联，进而构造出一个中线，将直流侧的两只开关管串联在一起，并使两只串联开关管的中点与前端构造出的中线相连。恒频的控制开关管 S1 的 S2 的互补导通，使得电感电流峰值与输入电压成正比，输入侧交流电流波形也近似校正为正弦波，且与输入电压同相，从而实现功率因数校正的目的。
这个电路的典型优点是：a)在电路的负载较大时，不需要辅助的谐振电路，两个开关管 S1、S2 均工作在软开关状态，在开关频率很高时，能够大大减少了开关损耗，提高了电路效率，降低电路散热的要求； b)这种双开关三相 PFC 电路具备拓扑结构简单、控制容易、成本低、容易实现等优点，因此其具备很强的研究价值及实用性。

图 2-3 三相双开关PFC电路
（3）三相三开关 PFC 电路
有学者提出了三相三开关PFC电路如图2-4所示。

图 2-4 三相三开关 PFC 电路
三相三开关PFC电路中，每相电源各自连接一个开关管，其储能电感的充电与放电的状态，由每相串联的开关进行控制，当开关导通时电流增加，关断时，电流下降。每相的工作原理与单相Boost型PFC电路相似，且电感电流连续，理论功率因数为1。此电路可采用三电平技术，在这种工作状态下，开关管与二极管等半导体器件的耐压要求与单相PFC电路的器件是一样的，其控制策略与三个单相Boost型PFC电路也相似。
该电路只有当输入交流电压过零时控制开关动作，控制每相电感电流的大小，达到三相电流的部分解耦目的。该电路具备的显著特点是：a）电路工作在工频下，不需要高频的半导体器件，能够减少电路的成本与开关损耗；b）电路中不需中线，且电流中不含三次谐波，开关应力小； c)重载时功率因数校正的效果较好，轻载时较差。因此，三相三开关的PFC电路适合于对设备体积要求不高、负载变化范围不大的应用场合中。
（4）三相四开关PFC电路
三相四开关PFC电路如图2-5所示。该电路与三相双开关PFC电路是相近的，不同的是输入端的中线是由三个RL电路构造出的，且整流桥的下桥臂开关管是三个可控的开关，而在直流侧只用一个开关管与一个二极管并联成一个桥臂。相对于三相双开关电路，这种电路拓扑不存在直通的危险。

图2-5 三相四开关 PFC 电路
（5）三相六开关PFC电路
三相六开关PFC电路如图 2-6 所示。三相六开关PFC电路是一种三相全解耦的电路拓扑，其又称为三相PWM整流器。

图 2-6 三相六开关 PFC 电路
在三相电路中，共有三个电压与电流需要进行控制，三相六开关电路中，使用两个开关控制一相电流，将电流校正为与电压同相的正弦波，功率因数接近于 1。常见的控制策略有 d-q 坐标系控制，空间矢量控制等。三相六开关PFC电路进行功率因数校正的功率因数最高，但其开关器件较多而且控制相当复杂。
经过对五种三相APFC电路拓扑结构的分析，能够得出下表2-1，三相单开关APFC 电路、三相双开关APFC 电路、三相三开关APFC 电路拓扑结构较为简单，控制容易实现，但功率因数校正后，输入电流中，谐波成分依然很大，三相四开关 APFC 电路与三相六开关 APFC 电路功率因数校正的效果比较好，能够达到单位功率因数。但所需开关器件众多，控制非常复杂，多采用数字芯片进行控制，实现的成本较高。
表2-1 三相APFC电路优缺点分析
主拓扑图
三相APFC类型
优点
缺点

三相单开关
电路设计简单、控制容易、开关损耗小、成本低、容易实现。
功率因数校正较差；开关器件承受电压应力高；EMI较大。

三相双开关
拓扑结构简单、控制容易、成本低、容易实现。
难以达到单位功率因数。

三相三开关
工作在工频下，不需要高频的半导体器件，减少电路的成本与开关损耗；开关应力小。
轻载时功率因数校正的效果较差。

三相四开关
电路拓扑不存在直通的危险，功率因数较高。
存在电流正、负半波不对称，导致电流中存在偶次谐波。

三相六开关
适用于大功率场合，能够达到单位功率因数。
开关器件较多，控制复杂，需要采用数字控制芯片。
因此为了考虑开关电源的性能，以及电源的大功率应用，本此设计拟采用三相六开关APFC电路，旨在提高电源的功率密度及效率。

2.3.2 APFC 控制技术确定
按照开关变换器导电模式的不同，能够将APFC电路分为连续导电模式(CCM)型与不连续导电模式(DCM)型。变换器工作在连续导电模式下，是指在电路开关管关断的时间间隔内，续流二极管上的电流不降为零。变换器工作在 DCM 是指变换器中的开关和二极管在一个开关周期中变换器中电感电流降为零，即开关管与二极管都不导通。下面将研究变换器工作在DCM模式和CCM模式下的几种控制策略。
（1）DCM控制模式
DCM控制模式又被称为电压跟踪法，其广泛的适用于单相或三相单开关、双开关等电路中。
其显著的优点为：输入电流自动跟踪电压且功率管工作在零电流开通。由于电感电流会在开关管关断期间产生为零的时刻，因此其缺点为：a）由于电路工作在电感电流断续的模式下，因此输入电流与输出电流中含有的纹波较大，因此电路中的对滤波电路要求较高；b)电流中存在较高的峰值电流，因此开关器件需要承受较大的电流应力。DCM的控制能够采用恒频、变频、等面积等多种控制方式。恒频控制是指开关变换器中控制半导体开关的频率是恒定不变的，在此控制策略下，开关变换器的开关频率保持不变，即开关周期是不变的，而功率管的占空比D是变化的，正是因为如此，电源输入的平均电流并不正比于输入电压，因此输入电流会产生畸变，其工作电流的波形如图2-7所示。

图2-7 DCM恒频控制电流波形
变频控制是指开关的频率是不断发生变化的，即开关周期是不断发生变化的，而开关管的占空比始终保持不变。电源电压与输入平均电流成正比，因此能够得到单位功率因数。这种控制策略中，功率管的开启时间即占空比始终是恒定的，电感电流始终处于临界导电模式，其工作电流波形如图 2-8 所示。

图 2-8 DCM 变频控制电流波形
（2）CCM 控制模式
CCM 模式是当前应用最多的控制方式之一，这种控制方式来源于 DC/DC 变换器的电流控制模式。将采样的输入电压信号与输出电压进行比较，得到的误差信号与各相电压作为乘法器的两个输入来控制电流控制器，而电流控制器控制 PWM 控制器输出的控制信号的占空比大小，从而使得输入电流按给定信号变化。
与 DCM 控制模式进行对比，CCM 控制模式中输入和输出电流中的纹波较小、THD和EMI小、滤波电路要求低等优点。CCM控制模式又能够分为间接电流控制和直接电流控制，这是根据是否直接选取电感电流作为控制电路的反馈量来进行划分的。
间接电流控制的方法为，输入电感的电流是间接的经过控制交流侧输入电压基波的幅值及其相位来实现的，又称为幅值相位控制。间接电流控制具有结构简单、无需采样电流等优点。但其稳态性很差，动态响应慢。
在直接电流控制策略中，检测整流器的输入电流是系统的反馈量和被控量。具有较高的动态响应、及较高的电流控制精度等优点。可是其需要检测输入电流，成本较高。具体的进行划分，直接电流控制又能够分为滞环电流控制、预测电流控制、无差拍控制、三角载波电流控制、平均电流控制、单周期控制、状态反馈控制、模糊控制等方式。
本次设计研究的开关电源其前置级AC/DC部分采用三相六开关 APFC 电路，工作在CCM模式下的，经过恒频控制三对互补开关开通与关断，使电感电流得峰值跟随各相输入电压变化，从而实现功率因数校正的目的。
2.3.3 APFC数学模型
可用“双环分离法”简化三相 PFC 控制电路的设计：设计电流内环时，假定输出电源稳定；而设计外环时，又假设内环已跟踪上，从而能够分开设计内、外环。分离的前提是电流环的带宽比电压环宽得多。一般电压环带宽取工频的几分之一，这种假设是合理的。对内环而言，3个内环结构完全相同，其单相结构为一阶，设计相对容易；对外环而言，主电路是三相，其平均模型为三阶，电压环的设计仍比较复杂。PFC电路在框架下的平均模型早就有了，这种模型可用于内环设计，然而却不适合于外环设计，原因是模型含时变参数，一般要经过变换后才便于分析。控制上采用双闭环控制电压环采用PI调节器能够稳定调节直流输出电压电流环采则用相位跟踪技术能够使整流器获得较高的功率因数，但一般要经过变换后才便于分析。在框架下通道相互耦合，即使采用解耦技术， 简化也不多。于是如何简化主电路模型成为电压外环设计的关键。
随着高速 DSP 芯片的商业化，电源的数字化已成为新的发展趋势，而数字化给三相高功率因数校正的控制带来了新的研究思路。数字控制是电源数字化实现的关键，也是设计难点。控制程序的编制和调试增加了电源设计的开发周期，这在三相高功率因数校正电路的设计中，尤为突出，因其控制量较多，需要采用电压电流的双闭环控制，来实现输出的稳定及输入的单位功率因数。建模和仿真能够加速电源设计，本次设计电压型PWM整流器实现功率因数校正，并给出相应的建模思路。假设：①开关皆为理想开关；②交流电源为三相对称理想电压源；③忽略开关的死区时间。则
（2-1）
（1） 在 ABC 静止坐标系下的高频数学模型
三相 Boost型 PWM 整流器电路拓扑如图2-9。图中 Usa，Usb 和 Usc 是电源电压，isa，isb和isc是输入电流，L是三相滤波电感，Cs是直流侧滤波电容，Udc是直流母线电压，R是直流侧等效负载电阻，Io是直流负载电流。由于三相电压型PWM整流器桥臂的上下开关管的控制信号互补，故定义开关函数:
（2-2）
则变换器数学模型为：
（2-3）
式中 （2-4）
从式（2-3）能够看出：每相输入电流都是由三相开关函数共同控制的，整流器是一个相互耦合的多阶非线性时变系统；不带中线的三相 PWM 整流器的电容中点电位与电网中点电位不相等，两电位差是高频脉动量，由三相开关函数共同决定。可见从高频角度看，PWM整流器三相之间是互相耦合的。图2-9可用于变频器、三相UPS、有源滤波器（APF）、静止无功补偿器（SVG）等，是应用最广的三相电压型PWM整流器。
图2-9 电压型PWM整流器电路拓扑
(2) αβ静止坐标系下的高频数学模型
上节建立了三相 PWM 整流器在abc静止坐标三相静止坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为：
（2-5）
则 PWM 整流电路在两相静止坐标系下的数学模型表示为：
（2-6）
式中 （2-7）
可见由式（2-7）实现了有关量的解耦。在两相αβ静止坐标系下输入电流、 只与各自的开关函数、有关。但变换后的两相电压和电流依然是正弦变化量。当整流器的开关频率远大于电网频率时，式（2-4）和式（2-7）中的开关函数都可用上桥臂在一个开关周期内的导通时间所占的百分比（k=a, b, c）代替，从而得到一个开关周期内的平均数学模型，即 PWM整流器的低频数学模型。平均数学模型忽略了整流器的开关过程，简化了整流器的模型。
控制电压和平均开关函数之间的关系
（2-8）
由式（6）知整流器的输出电流为
（2-9）
由式（2-6）和式（2-9）可得 PWM 整流器在两相αβ静止坐标系下的高频等效电路模型如图2-10所示。由式（2-9）知整流器的输出电流在两相αβ静止坐标系下是含有低频纹波的。

图2-10高频等效电路模型
为了便于理解，可将三相整流器控制原理图简绘为如图2-11所示。
图2-11三相APFC整流器控制原理图
电压闭环控制系统框图如图2-12所示。图2-12中 G（s）是三相高功率因数整流器控制到输出的传递函数，是电压控制器。
图2-12系统闭环控制框图
2.4 后级 DC/DC软开关变换电路
开关电源后级DC/DC变换电路的目的是将前级AC/DC电路输出的直流电经过降压以后输出，而且需要具备稳压的功能。如果一个电源输入与输出端需要隔离、或者需要相互隔离的多路输出、输入电压与输出电压的比例小于1或者变换器需要采用较高的工作频率，在以上的几种情况下，后级的DC/DC变换电路多采用间接直流变流电路，即DC/AC/DC变换电路，其电路的结构如图2-13所示：

图 2-13 DC/DC 变换电路结构图
常见的 DC/AC/DC 变换电路有正激电路、反激电路、半桥电路和全桥电路。

2.4.1 DC/DC 主电路结构设计
（1）正激变换电路
正激变换电路的拓扑结构如图2-14所示。
电路的工作过程为：开关S开通后，变压器的绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也为上正下负。因此，二极管VD1处于导通，VD2截止，电感L的电流逐渐增长；S关断以后，电感L经过VD2续流，VD1截止，L 的电流逐渐下降。S关断以后，变压器的励磁电流经过W3绕组与 VD3流回电源，使励磁电流降为零，使变压器的磁芯复位。

图 2-14 正激变换电路
在输出滤波电感电流连续的情况下，即S开通时电感L的电流不为零，输出电压与输入电压的比为：
（2-10）
如果输出电感电流不连续，输出电压将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在空载的极限情况下：
（2-11）
（2）反激变换电路
在反激电路中，变压器起着储能元件的作用，能够看作是一对相互耦合的电感。其工作过程如下：S 开通后，VD 处于断态，绕组 W1 的电流线性增长，电感储能增加；S 关断后，绕组 W1的电流被切断，变压器中的磁场能量经过绕组 W2 和 VD 向输出端释放。反激变换电路如图2-15所示：

图 2-15 反激变换电路
如果开关S开通时，绕组W2的电流尚未下降到零，则电路工作在电流连续模态，其输出电压与输入电压的比值为：
（2-12）
如果开关S开通时，绕组W2的电流已经下降到零，则电路工作在电流断续模态，其输出电压的实际值将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下，输出电压趋于无穷，这将损坏电路中的元件，因此反激电路不应工作在负载开路的状态下。
（3）半桥变换电路
半桥变换电路如图2-16所示：

图 2-16 半桥变换电路
在半桥电路中，S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就能够改变变压器二次侧整流电压平均值，也就改变了输出电压UO。由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压 的直流分量具有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。
当滤波电感的电流连续时：
（2-13）
当输出电感电流不连续时，输出电压UO将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下：
（2-14）
为了避免上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，每个开关管各自的占空比不能超过50%，并留有裕量。
（4）全桥变换电路
全桥变换电路的原理图如图2-17所示。
全桥电路中的逆变部分由四个开关组成，互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两个开关交替导通，将直流电压逆变成幅值为Ui的交流电压，加在变压器的一次侧。开关的占空比就能够改变整流电压Ud的平均值，从而改变输出电压Uo的大小。
变压器原边串联隔直电容同样对一次侧电压中的直流分量有自动平衡作用，避免磁路饱和。
当滤波电感的电流连续时：
（2-15）

图 2-17 全桥变换电路
当输出电感电流不连续时，输出电压UO将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下：
（2-16）
为了避免同一桥臂的上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，同一桥臂的两个开关管各自的占空比不能超过 50%，并留有裕量。
表2-2 DC/DC拓扑分析
主拓扑图
DC/DC电路类型
优点
缺点

正激电路
高频变压器传输效率高于反激式，可使变压器体积更小、输出纹波较小。
电路变压器的工作点仅处于磁化曲线的第1象限，没有得到充分的利用，仅能应用于功率为数百瓦至数千瓦的开关电源中

反激电路
电路简单、元件数量较少、成本相对较低。
电路变换器磁芯单向磁化，利用率低，适用于200W以下的小功率电路中

半桥变换电路
电路简单、元件数量较少，适用于中大功率场合。
需联合滤波电路才能达到交变直的基本效果，元件受电压应力较大。

全桥变换电路
电路不容易产生泻流，适用于大功率场合。
全桥电路成本高，电路相对复杂。
在中小功率的场合，正激电路、反激电路、半桥电路因其结构简单、容易实现，应用非常普遍，而在大功率的场合，一般采用全桥电路。因此本设计后级 DC/DC 部分将采用全桥变换电路。

2.4.2 DC/DC 电路控制技术确定
全桥变换器实现的功率变换实际上是一个 DC/AC/DC 变换，其中 DC/AC 变换是由全桥的两个桥臂完成的，而AC/DC是由全波整流电路完成的。DC/AC 变换是经过控制两个桥臂上对角线上的两个开关管S1与S4、S2与S3互补导通，从而在变压器的原边得到交流方波电压。为了达到这个目的，对桥臂上的四只开关管有以下四种不同的控制策略，以下将分别进行分析：
（1）双极性控制方式

图 2-18 双极性控制方式
如图2-18所示，双极性控制方式是最传统的一种控制方式。在双极性控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3同时开通和关断，一对开关管的导通时间不超过半个周期，即导通角不超过180°，保留一定的死区时间。
（2）有限双极性控制方式

图 2-19 有限双极性控制方式
如图2-19所示，正半周期中，S1一直开通，S4只开通一段时间；在负半周期中，S3一直开通，S2只开通一段时间。S2、S4在S1、S3之前关断。
（3）不对称控制方式

图 2-20 不对称控制方式
如图2-20所示，不对称控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3 同时开通和关断，与方式1中不同的是，开关管的开通和关断是互补的。由于S1、S4的开通时间和S2、S3的开通时间是不同的，因此变压器两端的交流方波电压是不对称的。
（4）移相控制方式

图 2-21 移相控制方式
如图2-21所示，在移相控制方式中，每个桥臂的两个开关管互补导通，并保留一定的死区时间，所谓移相角即两个桥臂的开关管导通相差的一个相位。两个有一个相位差的电压叠加后加在变压器原端，经过调节移相角的大小来调节变压器原端电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。S1、S3的驱动信号分别超前于S2、S4，因此定义S1、S3为超前桥臂，S2、S4为滞后桥臂。

图2-22 电源系统主拓扑结构图
采用移相控制方式中，不需要增加额外的辅助谐振电路，只需利用开关管寄生电容与变压器漏感之间的谐振，便能够使全桥的四个开关管工作在软开关状态，大大减少高频时开关电源的开关损耗，提高电源的效率。
结合以上的分析，本此设计所研究的开关电源后级DC/DC变换电路采用移相全桥ZVS PWM变换电路。其电源主系统拓扑图如图2-22所示
三相380V交流电经前端三相全控整流APFC功率因数校正后输出DC 500V，经后级全桥DC/DC电路实现降压功能。其功能框图如图2-23所示。
图2-23 电源系统功能框图
整流功率校正功能由主控制器DSP实现，DC/DC电路以及MOS管软开关经过专用移相控制专用芯片实现。显示电路经过DSP实现现场功率因数实时显示，以及输出工作状态功能。

图2-24整流功率校正功能示意图
3．三相六开关APFC电路设计
中大功率开关电源前置级AC/DC部分多采用三相不控整流加大容量滤波电容设计，如图3-1所示，只有交流电源电压高于直流侧滤波电容电压的时候,整流二极管才能导通，其余时刻，二极管关断，由电容向负载放电。可是对于中大功率开关电源因此，交流电流呈现出不连续的尖峰状，其中含有大量的高次谐波，对电网造成严重的谐波污染，且电流与电压不同相，造成系统功率因数降低。采用有源功率因数校正(Active Power Factor Correction)技术，将输入电流校正成与输入电压同相的正弦波，实现开关电源“绿色化”是电源接入电网的必要前提。
在三相电路中，共有三个电压与电流需要进行控制，三相六开关电路中，使用两个开关控制一相电流，将电流校正为与电压同相的正弦波，功率因数接近于 1。常见的控制策略有d-q坐标系控制，空间矢量控制等。三相六开关 PFC 电路进行功率因数校正的功率因数最高，但其开关器件较多而且控制相当复杂，设计难度较高。
图3-1 三相不可控整流电路
3.1 功率因数校正技术
3.1.1 功率因数的定义
由电工学的基本理论，功率因数(PF)的定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，其公式表示为:
(3-1)
式中：
——输入电流基波的有效值，单位A。
——电网电流的有效值，，、、为输入电流中各次谐波有效值，单位A。
——输入电压基波有效值，单位V。
——基波电压基波电流的位移因数。
由此可知，PF由输入电流的波形畸变因数以及基波电压和基波电流的位移因数共同决定的。则电源的能量利用率越高，电路中的无功功率越小，电路元件的损耗越小；越小，表示电源输入电流谐波分量越大，电流波形畸变率越高，对电网造成污染越严重，使系统功率因数降低，严重时会造成电子设备损坏。
定义各次谐波有效值与基波有效值的比成为总谐波畸变(Total Harmonie Distortion，THD)，其表示式为：
(3-2)
THD 用来衡量谐波对电网的污染程度。由式(3-2)可见，有效的抑制电路中的谐波分量即可达到增大，提高PF的目的，从而减少了THD。常规的开关电源输入电路如图3-2所示：

图3-2 开关电源输入电路
市电经过不可控整流后，应用一个较大的电容对整流后的电压进行滤波，这样能够使输出电压变的平滑，但在整流电压对大电容的充电过程中，输入电流成为不连续的尖脉冲，除含有基波外，还含有大量的谐波分量，THD值很高，PF很低，能量的利用率差，电源效率低，同时对电网产生了很大的谐波污染。这就是常规的电源电路功率因数低、谐波污染大的根源。此时的输入电压、输入电流波形如图3-3所示。

图3-3 未功率因数校正的电压电流波形
3.1.2 APFC 的基本工作原理
功率因数校正的主要方法有两种：一是无源PFC技术，即采用体积庞大的电感、电容滤波器来消除电路中的谐波电流，从而提高功率因数，它的主要缺点已经在第一章做了详细的阐述，因此现在一般不再使用。
二是有源功率因数校正电路，自上世纪90年代以来得到了广泛的应用。它是在整流器与输出滤波器之间设计一个功率变换电路，将功率因数校正为 1。有源功率因数校正电路能够工作于高频开关状态，因此能够大大减少装备的体积。比无源功率因数校正电路效率高，而且能对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿，有源功率因数校正电路的补偿特性不受负载影响，因此有源功率因数校正电路得到了迅猛的发展与广泛的应用。
有源功率因数校正的基本原理为经过控制电路强迫交流输入电流波形跟踪交流输入电压波形，从而将交流输入电流逼近于正弦波，并与交流输入电压同相，整个变换器电路在输入端等效为一个电阻，以两相单开关 Boost 型 PFC 电路为例如图3-4所示。

图3-4 典型的有源功率因数校正电路
有源功率因数校正的缺点是电路比较复杂，控制电路设计比较繁复，成本较高，响应较慢等。可是随着新的半导体器件的产生和发展，特别是一些专门的控制芯片的诞生，使有源功率因数校正技术趋于成熟，因此有源功率因数校正得到了越来越广泛的应用。
3.2 三相六开关 APFC 电路工作原理
它是一种非线性控制技术，其突出特点是：无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量的平均值恰好等于或正比于给定值，即能在一个开关周期内，有效抵制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差，这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合。该控制技术最初应用于DC/DC变换器的控制中，现已逐步应用于开关功率放大器、有源电力滤波器、交错运行并联开关变换器、矩阵式交流稳压电源、单相功率因数校正器等领域。三相六开关PWM整流器，能实现能量的双向流动，它是把在PWM逆变电路中使用的PWM技术移植到整流电路中形成的。这种变换器一般采用双环控制，外环是电压调制环，内环是电流环，电流和电压特性都较好，但存在控制电路结构复杂、设计较为复杂。
具体三相PWM整流电路采用复合有源箝位ZVS三相功率因数校正变换器，应用三角载波控制策略，所有的主开关和辅助开关均为零电压开关，有效抑制桥臂开关管反并二极管的反向恢复电流，减少反向恢复损耗。具有开关器件电压应力较低，开关频率固定，输入波形质量好的特点。输入功率因数要求达到为99%，THD达到4%以下。

图3-5 三相六开关APFC电路
上图是本次系统采用的三相六开关APFC主拓扑图，图3-6为PFC控制电路，其外环为电压环，内环为电流环。在控制直流侧电压的同时也起到功率因数校正的作用。经过电压传感器采集到电压信号，并与设定电压值之差作为调节量送入一个比例积分PI型电压误差放大器，其输出是一个直流量，当实际输出电压大于设定值时，输出直流量减小，当输出电压小于设定值时，输出直流量增加,以直流增量与相电流做之差为控制量驱动整流桥臂MOS管的驱动信号。

图3-6 三相六开关APFC控制电路

4. 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计
在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就能够减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。
随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还能够提高电源的功率密度。
移相全桥ZVS PWM变换器主电路如图4-1所示，其功率变换的核心为四个功率开关管VS1、VS2、VS3、VS4组成的两个桥臂，及主功率变压器T。

图 4-1 移相全桥 ZVS PWM 变换器主电路
上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下：
Uin：输入的直流电源
VS1-VS4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBT。
T1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管
C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容
D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管
DR1,DR2:电源次级高频整流二极管
T：移相全桥电源变压器
Lp：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和
Lf：移相全桥电源次级输出续流电感
Cf: 移相全桥电源次级输出电容
RL: 移相全桥电源次级负载
在一个开关周期内，利用四个开关管与主功率变压器的漏感之间的谐振，使两个桥臂的四个开关管依次零电压开通与关断，能够有效地降低变换电路的开关损耗与开关噪声，同时也有效减少了开关管在开关过程中对外界的高频干扰。同一桥臂的两个开关管互补导通180°，不同的两个桥臂的开关管导通时间相差一个相位，即所谓移相角，经过调节此移相角的大小，能够调节输出电压的大小。
4.1 移相全桥ZVS PWM变换器
4.1.1 移相全桥ZVS PWM变换器的工作原理
以下将对移相全桥ZVS PWM变换器在一个周期内的开关过程进行分析，在此之前，先作如下假设：
a）所有开关管、二极管等均为理想器件；
b）所有电阻、电感、电容、变压器等均为理想器件；
c）开关管寄生电容C1=C2=C3=C4相等；
d) 输出电感 远远大于变压器的漏感，即>>。
（1）工作模态 1（）：时刻之前开关管VS1、VS4正常导通，如图4-2所示。直流电压Ui 直接加在变压器原边线圈上，因此原边电流线性上升。时刻开关管VS1关断，其并联的寄生电容C1上的电压为零且不能突变，因此VS1是零电压关断的，如图4-3所示。变压器漏感及滤波电感折算到原边的值很大，因此原边电流近似保持不变,C1充电，电压缓慢上升，同时VS3并联的电容C3放电，电压逐渐下降。

图 4-2 VS1、VS4 正常导通

图 4-3 VS1 关断
（2）工作模态2（）：时刻C1充电完毕，同时C3 放电完毕，VS3