直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略.pdf

第 27 卷 第 7 期2023 年 7 月电 机与控 制学报ElectricMachinesandControlVol.27No.7Jul.2023 直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略申永鹏1,王前程1,王延峰1,梁伟华1,孟步敏2(1.郑州轻工业大学 电气信息工程学院,河南 郑州 450000;2.湘潭大学 信息工程学院,湖南 湘潭 411100)摘 要:为了研究三相两电平逆变器中直流母线单电流传感器零点漂移对相电流重构精确度的影响,阐明了直流母线单电流传感器相电流重构原理,对比了多电流传感器与单电流传感器零点漂移误差,揭示了零点漂移误差产生的原因及扩大效应的产生机理,基于插入互补有效电压矢量代替零矢量的空间矢量脉冲宽度调制方法,提出了零点漂移误差自校正策略。分析了各扇区电流观测窗口时长,利用互补有效电压矢量动态电流双采样,实现了相电流重构与电流零点漂移量的自检测和自校正。搭建了基于 TMS320F28035 型 DSP 为电驱动控制器的实验平台,在额定转速以内的工况下,自校正后的重构相电流误差小于 3.56%,表明了所提误差自校正策略能为控制系统提供可靠的重构电流。关键词:三相两电平逆变器;直流母线;单电流传感器;互补矢量;相电流重构;误差自校正DOI:10.15938/j.emc.2023.07.014中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)07-0133-10 收稿日期:2021-08-20基金项目:国家自然科学基金(52177068,61803345,51807013);河南省科技攻关项目(202102210303)作者简介:申永鹏(1985),男,博士,副教授,研究方向为电动汽车动力系统驱动与控制、能量管理与优化;王前程(1996),男,硕士研究生,研究方向为电动汽车动力系统驱动与控制;王延峰(1973),男,博士,教授,研究方向为智能电器与信息处理;梁伟华(1988),男,博士,讲师,研究方向为电力电子变化技术;孟步敏(1987),男,博士,讲师,研究方向为电动汽车整车控制。通信作者:王前程Self-correction strategy of zero-point drift error of DC bus singlecurrent sensorSHEN Yongpeng1,WANG Qiancheng1,WANG Yanfeng1,LIANG Weihua1,MENG Bumin2(1.College of Electrical and Information Engineering,Zhengzhou University of Light Industry,Zhengzhou 450000,China;2.School of Information Engineering,Xiangtan University,Xiangtan 411100,China)Abstract:In order to study the influence of the zero drift of the DC bus single current sensor on the phasecurrent reconstruction accuracy in the three-phase two-level inverter,the principle of the phase currentreconstruction of the DC bus single current sensor was clarified,and the multi-current sensor and the sin-gle current sensor were compared.The zero drift error reveals the cause of the zero drift error and themechanism of the amplification effect.Based on the space vector pulse width modulation method of inser-ting complementary effective voltage vectors instead of zero vectors,a self-correction strategy for zero drifterrors was proposed.The current observation window duration of each sector was analyzed,and the phasecurrent reconstruction and the self-detection and self-correction of the current zero-point drift were real-ized by using the complementary effective voltage vector dynamic current double sampling.A control sys-tem experiment platform with TMS320F28035 DSP as the electric drive controller was built.Under theworking conditions within the rated speed,the error of the reconstructed phase current after self-calibra-tion is less than 3.56%,which shows that the proposed error self-calibration strategy can provide reliablereconstructed current for the control system.Keywords:three-phase two-level inverter;DC bus;single current sensor;complementary vector;phasecurrent reconstruction;error self-correction0 引 言交流电驱动控制系统在现代工业装备中运用广泛,精准并实时地获取电压源逆变器(voltage sourceinverter,VSI)输出的三相电流信息是保证控制系统可靠性的重要前提1-4。传统电流采集是将多个传感器安放在逆变器输出侧和直流母线侧以得到三相电流值并对直流母线形成过电流保护。但多个传感器会因其参数不一致对控制精确度产生影响,同时增加系统重量、体积及费用。单电流传感器(singlecurrent sensor,SCS)相电流重构技术能够有效避免上述问题,近年来被广泛研究。SCS 相电流重构技术利用安装在直流母线侧的单个电流传感器,通过多时刻动态采集直流信息,并依照与三相电流映射关系,实现相电流重构。然而,控制系统中的电压基准芯片、电流传感器、运算放大器等装置存在零点漂移现象,将导致电流采样出现误差,并因误差扩大效应而影响电流重构精确度。精确的相电流测量对电机控制系统来说至关重要,文献5分析了电流测量误差对电流控制器中相电流和输出电压的影响,提出了一种误差补偿策略,在不需要额外的硬件设备基础上利用电流控制器的基准电压对偏置和缩放误差分别进行补偿。该技术需要至少两个电流传感器来获取三相电流信息,多传感器的不一致性会影响采样精确度。文献6根据直流输出电压纹波特性结合带通和低通滤波器来估计直流偏移和缩放误差,提出一种电流测量误差补偿方案,能够有效地抑制电压和电流测量误差的影响。然而,该方法无法确定控制系统中故障传感器的具体安装位置。针对单传感器相电流重构方法,文献7基于修改逆变器开关状态,在过调制区域完成相电流重构,改变后的开关脉冲不再保持对称,相电流发生较大畸变。接着,文献8分析了实测相电流与重构相电流之间重构误差产生的各类原因并提出相应解决方案,但无法对直流电流偏置误差实时计算。文献9使用检测电压注入法,通过将两个相对的有效矢量组合,插入空间矢量脉冲宽度调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)脉冲用以检测和消除直流母线电流传感器的偏置误差。文献10提出了一种新型 SCS 算法(测量矢量插入法)用于重构相电流,该算法使用有源电压矢量克服了不可观测盲区问题,同时对机器性能和运行范围的影响最小。接着,文献11将测量矢量插入算法整合到闭环电流调节器中,该调节器将虚拟有源电阻状态反馈引入同步坐标系电流调节器中,消除了因测量矢量对控制器引起的干扰。文献9-11所提方法引入额外的开关动作,增加开关损耗。文献12提出了一种零电压矢量采样方法,可以在不修改 PWM 信号的情况下将低调制区域和扇区边界区域中的电流重构盲区移向空间矢量六边形的边界,避免了复杂的算法和开关次数的增加,有利于永磁同步电机的驱动性能。在此基础上,文献13采用零电压矢量采样法来实现对中小功率电压源逆变器开路故障诊断,重构的三相电流用于生成可以检测和定位开关故障的诊断变量。文献14讨论了多个采样位置的优化选择,以降低所提 SCS 耦合多个可用位置策略的实际实施难度。文献12-14中所提出的相电流重构方法无法利用分流电阻获取电流信息,且增加了被测支路间电流信号的干扰。本文阐明直流母线单电流传感器相电流重构原理,对比多电流传感器与单电流传感器零点漂移误差,揭示零点漂移误差产生的原因及扩大效应的产生机理,基于插入互补有效电压矢量代替零矢量的空间矢量脉冲宽度调制方法,提出零点漂移误差自校正策略。分析各扇区电流观测窗口时长,利用互补有效电压矢量动态电流双采样,实现相电流重构与电流零点漂移量的自检测和自校正。在搭建的控制系统实验平台上验证所提误差自校正策略能为控制系统提供可靠的重构电流。1 单电流传感器误差扩大效应1.1 直流母线 SCS 采样基本原理定义实现电流信息准确采集所需最短时长为最小采样时间 Tmin,其大小主要由硬件电路性能决定,如图 1 所示。图中:td表示死区时间;ton表示功率开关器件延迟导通时间;tr表示上升时间;tA/D表示数模转换时间;tsr表示振荡时间;tstable表示电流稳定时431电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷间15。Tmin可表示为Tmin=td+ton+tr+tsr+tA/D。(1)图 1 理想与实测电流脉冲波形Fig.1 Ideal and actual current pulse waveforms三相两电平 VSI 驱动系统如图 2 所示。同相桥臂高低两个开关导通状态以 Qx(x=a,b,c)表示。高开关管导通,低开关管关断,以 Qx=1 表示;反之,以 Qx=0 表示。如图 3 所示,用 Vi=(Qa,Qb,Qc)代表电压空间矢量 8 类开关组合状态(i=0,1,2,3,4,5,6,7)。图 3 为基本电压矢量合成调制区域,定义不可观测区域包含扇区边界和低调制区域。在SVPWM 策略下,当参考电压矢量 Vref位于不可观测区域时,有效电压矢量作用时长小于 Tmin,导致采样不准确。图 2 VSI 驱动系统拓扑Fig.2 VSI drive system topology图 3 基本电压矢量合成调制区域Fig.3 Basic voltage vector synthesis modulation regionVSI 负载相电流 ia、ib和 ic与直流母线电流 idc之间的关系如表 1 所示。在单个 SVPWM 调制周期内对直流母线电流进行两次采样,若有效电压矢量的作用时间大于 Tmin,则其对应电流 idc能够被精确获取,依照表 1 即可得到对应两相电流值。根据基尔霍夫电流定律可计算出余相电流值,即ia+ib+ic=0。(2)表 1 直流母线电流与开关状态关系Table 1 Relationship between DC bus current andswitch state开关状态100101001011010110000111母线电流+ia-ib+ic-ia+ib-ic00以扇区为例,SVPWM 直流母线 SCS 采样原理如图 4 所示。图中上半部分表示三相 SVPWM 脉冲,下半部分为对应直流母线电流,两个有效电压矢量 V1(100)和 V2(110)分别对应电流观测窗口时长 Tspl1和 Tspl2。当 Tspl1和 Tspl2同时大于 Tmin时,通过对电流 idc的采样可得到两相电流信息 ia和-ic,进而依照式(2)重构出三相电流。然而,在不可观测区域,V1和 V2至少有一个会因其作用时间过短而导致对应电流观测窗口时长小于 Tmin,此时电流 idc不能够被准确地采集,致使相电流重构误差变大。图 4 SVPWM 直流母线 SCS 采样原理(扇区)Fig.4 SVPWM DC bus SCS sampling principle(sector)1.2 误差的分析及其扩大效应直流母线采样零点漂移误差主要由霍尔效应电流传感器、运算放大器造成的零点漂移和电压基准芯片造成的电压基准漂移组成。受环境温度、封装应力、内部元件参数不一致等因素的影响,霍尔效应531第 7 期申永鹏等:直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略电流传感器、运算放大器和电压基准芯片存在零点漂移现象,输出信号将偏离理论值。令 VSI 负载三相电流由 Ia、Ib和 Ic表示,未发生零点漂移前直流母线电流值为 Idc_m,零点漂移造成的电流漂移量用 Ie表示。以 A 相电流为例,基本电压矢量(100)和(011)分别对应电流值为 ia和-ia,利用直流母线 SCS 完成相电流重构时,A 相实际电流值分别为 Ia1或 Ia2,若 Ia0,则:Ia=Ia1=Idc_m+Ie(100);Ia2=-(-Idc_m+Ie)(011)。(3)由上式得 Ia1-Ia2=2Idc_m,即实际测量计算后误差将扩大至 2Ie。当 Ia0 时,误差同样为 2Ie,将此现象称之为误差扩大效应。SCS 误差扩大效应如图 5所示,为电流噪声,与多电流传感器零点漂移误差相比,利用 SCS 实现相电流重构时,零点漂移产生的误差是前者的 2 倍。图 5 SCS 电机控制系统误差扩大效应Fig.5 Error expansion effect of SCS motor control system2 零点漂移误差自校正策略2.1 误差自校正 SVPWM 发波方法在整个空间矢量平面的扇区边界和低调制区域(自校正区域)使用主动零状态脉冲宽度调制方法(active zero space vector pulse width modulation,AZS-VPWM),剩余区域使用 SVPWM 方法,AZSVPWM 利用两个相邻有效电压矢量和两个具有相同作用时间的互补有效电压矢量来合成参考电压矢量 Vref。如图 6 所示,以扇区为例,在自校正区域内,传统SVPWM 开关顺序中的 V0和 V7被互补有效电压矢量 V3和 V6代替。该过程中零矢量作用时间 T0被平均分配到两个互补矢量,即 T0/2=T3=T6,Tx为矢量作用时长(x=3,6),则零电压矢量为V0T0=V3T02+V6T02。(4)图 6 AZSVPWM 参考电压矢量合成原理(扇区)Fig.6 AZSVPWM reference voltage vector synthesisprinciple(sector)由伏秒平衡理论得参考电压矢量 Vref可由 4 个基本电压矢量合成,即Vref(cos+jsin)Ts=V1T1+V2T2+V3T3+V6T6。(5)其中:表示 Vref在空间矢量平面的旋转角度;Ts表示调制系统的载波周期。AZSVPWM 各基本电压矢量的合成时段可表示为:T1=2 3TsMsin(3+)-sin();T2=2TsM3sin(6+)-3sin(3+);T3=T6=Ts2-3TsMsin(3+);M=Vref2Udc。(6)其中 M 表示调制度。参考电压矢量 Vref位于 扇区时,须减去(N-1)/3,N 为扇区序号(N=1,2,3,4,5,6)。该方法在整个空间矢量平面是线性的,开关顺序如表 2 所示,可见插入互补有效电压矢量作用效果与零矢量相同。通过搭建 MATLAB/Simulink 仿真模型,得到SVPWM 和 AZSVPWM 两种方法下电流观测窗口(Tpl1、Tpl2和 Tpl3、Tpl4)随扇区变化曲线如图 7 所示。631电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷图 7(a)为各扇区切换时刻,对应图 7(b)中 Tpl1或Tpl2在扇区边界处小于 Tmin。利用互补有效电压矢量替代零矢量后,得到电流观测窗口 Tpl3和 Tpl4如图 7(c)所示,在整个空间矢量平面内,Tpl3和 Tpl4均大于 Tmin,满足了一个 SVPWM 周期内重构和校正3 次电流采样运行和处理时间所需要求。表 2 AZSVPWM 各扇区开关动作顺序Table 2 AZSVPWM switching sequence of each sector模式开关顺序6123-32164321-12342345-54326543-34565461-16452165-5612图 7 扇区对应电流观测窗口时长Fig.7 Duration of current observation window以扇区 I 为例,图 8 描述了 AZSVPWM 技术的开关脉冲产生过程。当 Vref处于不可观测区域时,根据 AZSVPWM 和 SVPWM 中开关脉冲占空比的相互关系,可以得到开关动作时间,如表 3 所示。KMqx和 KSqx(x=1,2,3)分别表示 AZSVPWM 和 SVPWM中各功率开关器件动作时间。之后根据表 4 给动作寄存器赋值,完成整个开关脉冲的产生过程。PCLC/PSET、UCLC/USET和 DCLC/DSET分别表示当计数器等于周期值、比较值 A 和比较值 B 时,输出低(或高)电平。整个过程中开关脉冲电流采样窗口时长相对延长,保证电流被精确采集,同时通过调整开关脉冲占空比的大小对输出电流进行实时控制。图 8 AZSVPWM 技术下开关脉冲产生过程Fig.8 Process of switching pulse generation underAZSVPWM technology图 8 中:epx.A 为比较寄存器 A(counter-com-pare A,CMP)的值,x=1,2,3;KSqx/KMqx为动作时间,x=1,2,3。表 3 AZSVPWM 各扇区开关动作时间变换过程Table 3 AZSVPWM each sector switching action schedule扇区开关动作时间变换算法I&IVKMq1=KSq3KMq2=KSq2KMq3=KSq1II&VKMq1=KSq1KMq2=KSq3KMq3=KSq2III&VIKMq1=KSq2KMq2=KSq1KMq3=KSq3互补矢量插入后 AZSVPWM 脉冲及其采样电流如图 9 所示(以扇区和 I 扇区边界为例),其中 iec1和 iec2为自校正电流,irc1和 irc2为重构电流。在一个AZSVPWM 周期进行重构和校正 3 次电流采样,每个扇区自校正区域使用的有效电压矢量和对应自校正电流如表 5 所示,在自校正过程中可以得到 3 个电流值。AZSVPWM 和 SVPWM 两种调制方式之间能够平稳渡,不存在脉冲错位现象,尽可能地减少因731第 7 期申永鹏等:直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略互补矢量插入所引起的相电流总谐波失真的增加。表 4 AZSVPWM 动作寄存器设定方式Table 4 AZSVPWM action register assignment扇区动作寄存器赋值I 和 IVPSET-DCLC-USETPCLC-DSET-UCLCPSET-DCLC-USETII 和 VPCLC-DSET-UCLCPSET-DCLC-USETPSET-DCLC-USETIII 和 VIPSET-DCLC-USETPSET-DCLC-USETPCLC-DSET-UCLC图 9 AZSVPWM 开关脉冲和采样时刻(I 扇区)Fig.9 AZSVPWM switching pulse and samplingtime(sector I)表 5 各扇区有效矢量及测量电流Table 5 Effective vector and measured currentper sector扇区有效矢量测量电流重构电流自校正电流V1、V2、V3、V6前:+ia、-ib+ib、-ib后:-ib、-ic+ib、-ibV1、V2、V3、V4前:+ia、-ic+ia、-ia后:-ia、+ib+ia、-iaV2、V3、V4、V5前:+ib、-ic+ic、-ic后:+ic、-ia+ic、-icV3、V4、V5、V6前:-ia、+ib+ib、-ib后:-ib、+ic+ib、-ibV1、V4、V5、V6前:+ic、-ia+ia、-ia后:+ia、-ib+ia、-iaV1、V2、V5、V6前:+ic、-ib+ic、-ic后:+ia、-ic+ic、-ic2.2 自校正策略本文采用 AZSVPWM 方法对直流母线零点漂移产生的误差进行校正,在一个载波周期内,对插入的互补电压矢量进行采样,得到采样电流 I1和 I2。则:I1=Idc_m+Ie;I2=-Idc_m+Ie。(7)实际电路中,由于零点漂移的存在,由式(7)可得I1+I2=2Ie。(8)根据式(8)可得到漂移量 Ie,进而计算出校正后的相电流电流 Ic1、Ic2为:Ic1=I1-Ie;Ic2=I2-Ie。(9)AZSVPWM 自校正策略通过在一个 SVPWM 载波周期内对插入互补电压矢量进行双重采样,实现了漂移量 Ie的检测,从而完成了重构电流自校正。校正后的实际电流和重构电流如图 10 所示,由于3 次电流采样不同步以及 A/D 转换时间的存在,重构相电流与实际电流将产生 角的相位误差。图 10 AZSVPWM 自校正策略下实际与重构电流误差情况Fig.10Actual and reconstructed current error underAZSVPWM self-correction strategy3 实验验证整个电驱动控制系统原理如图 11 所示。对应实验平台如图 12 所示,控制芯片采用德州仪器公司的 TMS320F28035 型 DSP,载波频率恒定在 10 kHz,使用型号为 MODVK48T17D200K 的三相感应电机作为系统驱动电机,其参数如表 6 所示。使用力科公司型号为 MDA805A 的电驱动分析仪来完成实验数据的采集与分析。根据实验平台硬件设备计算最小采样时间 Tmin=6.33 s,其中:tdead=2.00 s,tA/D=3.33 s,ton+trise+tsr=1.00 s。831电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷图 11 AZSVPWM 电驱动控制系统原理Fig.11 Principle of AZSVPWM electric drive controlsystem图 12 电驱动控制实验平台Fig.12 Electric drive control experiment platform表 6 系统驱动电机参数Table 6 System drive motor parameters 参数数值额定功率 P/W184额定频率 f/Hz60额定电压 U/V208-230/460额定转速 n/(r/min)1 721各扇区 PWM 信号、采样脉冲和直流母线电流波形如图 13 所示,可以看出所提 AZSVPWM 自校正策略利用非零互补有效电压矢量替代零矢量消除了不可观测区域,且采样脉冲跟随 SVPWM 波形占空比的变化实时调整触发沿位置,各采样时刻均大于Tmin,对应母线电流平稳,保证了采样准确进行。在起动过程中,电机实测和重构三相电流曲线如图 14 所示。初始阶段实测相电流值为零,但由于零点漂移现象的存在,未校正时重构相电流值不为零且在漂移量附近波动。起动阶段存在过电流现象,当 M=0.6 电机平稳运行在转速 1 721 r/min时,实测相电流和重构相电流如图 15 所示。图 13 误差自校正区域各扇区开关脉冲及对应采样时刻Fig.13Switching pulses of each sector in error self-correction area and corresponding samplingtime931第 7 期申永鹏等:直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略图 14 电机起动过程实测和重构相电流曲线Fig.14 Measured and reconstructed phase currentcurves during motor starting图 15 AZSVPWM 实测和重构相电流(M=0.6,1 721 r/min)Fig.15 AZSVPWM measured and reconstructed phasecurrent(M=0.6,1 721 r/min)令实测相电流为 ix_ac,重构相电流为 ix_rc(x=a,b,c)。在整个电机运行矢量平面内,电流能够平稳过渡且在不可观测区域相电流能够准确重构。因分时采样和重构算法运行依照时间顺序进行,导致实测和重构相电流波形之间存在相位差。实测与重构电流之间的重构误差 e 可由下式计算:e=ix_ac-ix_rcix_ac100%。(10)以 A 相为例,图 16 和图 17 分别展现了误差自校正前后重构相电流、实测相电流及其重构误差曲线,由式(10)计算得出校正后的最大重构误差由校正前的 4.17%下降为 3.42%。图 18 为低速低调制度(120 r/min,M=0.3)下AZSVPWM 方法重构和实测电流波形,此时重构电流仍保持良好的正弦曲线,能够为控制系统提供可靠的电流信号。该工况下重构误差曲线如图 19 所示,校正后重构误差小于 3.56%。在工频 50 Hz 供电环境下,所提误差自校正策略得出实测和重构相电流波形如图 20 所示,对应误差曲线如图 21 所示,可以看出在该工况下实测和重构相电流曲线保持良好的正弦状态,且重构误差低于 3.51%,整个控制系统运行稳定。图 16 A 相实测和重构相电流波形及其误差曲线(无校正)Fig.16 Phase A measured and reconstructed phasecurrent waveform and its error curve(with-out correction)图 17 A 相实测和重构相电流波形及其误差曲线(有校正)Fig.17 Phase A measured and reconstructed phasecurrent waveform and its error curve(withcorrection)图 18 AZSVPWM 实测和重构相电流(M=0.3,120 r/min)Fig.18Measured and reconstructed phase current ofAZSVPWM(M=0.3,120 r/min)041电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷图 19 低速下 A 相电流误差曲线Fig.19 Phase A current error curve at low speed图 20 工频 50 Hz 下实测和重构相电流(M=0.6,1 500 r/min)Fig.20Measured and reconstructed phase current atpower frequency 50 Hz(M=0.6,1 500 r/min)图 21 工频 50 Hz 下实测和重构相电流误差曲线Fig.21 Measured and reconstructed phase current er-ror curve at power frequency 50 Hz图 22 和图 23 分别验证了在动态工况下,所提AZSVPWM 方法重构相电流的准确性。电机加减速过程中,重构电流能够实时跟随实测电流平稳变化。加速时 A 相电流重构误差曲线如图 24 所示,重构误差控制在 3.31%以内。验证了所提 AZSVPWM方法在动态环境下的稳定性。当调制度 M 由 0.7 变为 0.25 时,对应实测和重构相电流如图 25 所示,瞬时变换时刻电流发生畸变,之后能够快速恢复平稳。以上过程验证了 AZS-VPWM 方法在动态工况下能够对电机进行实时控制,保证了整个控制系统的可靠性和稳定性。图 22 加速过程中 AZSVPWM 方法实测和重构相电流Fig.22 AZSVPWM method measures and reconstructsphase current during acceleration图 23 减速过程中 AZSVPWM 方法实测和重构相电流Fig.23 AZSVPWM method measures and reconstructsphase current during deceleration图 24 AZSVPWM 加速过程中 A 相重构误差曲线Fig.24 A-phase reconstruction error curve duringAZSVPWM acceleration图 25 调制度突变时实测和重构相电流Fig.25 Measurement and reconstruction of the phasecurrent when the modulation degree changessuddenly4 结 论针对直流母线单传感器零点漂移误差问题,本141第 7 期申永鹏等:直流母线单电流传感器零点漂移误差自校正策略文揭示了零点漂移误差产生的原因及其扩大效应,基于插入互补有效电压矢量代替零矢量的 SVPWM调制方法,提出了零点漂移误差自校正策略,利用互补有效电压矢量动态电流双采样,实现了电流零点漂移量的自检测和自校正。其主要效果如下:1)AZSVPWM 产生的 SVPWM 波在调制周期内相互对称,继承了 SVPWM 优越的动静态特性;2)所提误差自校正策略减弱了零点漂移对电流重构精确度的影响,降低了重构误差。额定转速下(1 721 r/min,M=0.6)相电流重构误差由原来的4.17%降低至 3.42%,低速下(120 r/min,M=0.3)相电流重构误差小于 3.56%。参 考 文 献:1 王旭东,杨传江.逆变器故障容错控制策略研究J.电机与控制学报,2020,24(11):37.WANG Xudong,YANG Chuanjiang.Tolerant control strategy forinverter faultsJ.Electric Machines and Control,2020,24(11):37.2 刘和平,董治平,邱彬彬,等.一种低压电动汽车用逆变器非线性因素的新 型补偿 方法 J.电机与 控制 学报,2020,24(9):30.LIU Heping,DONG Zhiping,QIU Binbin,et al.Compensationmethod for nonlinear factors of inverter for low voltage electric vehi-cleJ.Electric Machines and Control,2020,24(9):30.3 陈虹,赵明星,赵海艳,等.三相逆变器的随机双 PID 组合优化方法J.电机与控制学报,2018,22(10):1.CHEN Hong,ZHAO Mingxing,ZHAO Haiyan,et al.Combinato-rial optimization control strategy for a three-phase inverter with ran-dom double PIDJ.Electric Machines and Control,2018,22(10):1.4 黄辉先,韩建超,刘湘宁,等.逆变器驱动电机系统共模电压抑制模型预测控制J.电机与控制学报,2018,22(9):84.HUANG Huixian,HAN Jianchao,LIU Xiangning,et al.Modelpredictive control to suppress common mode voltage of inverterdrive motor systemJ.Electric Machines and Control,2018,22(9):84.5 KIM M,SUL S K,LEE J.Compensation of current measurementerror for current-controlled PMSM drivesJ.IEEE Transactionson Industry Applications,2014,50(5):3365.6 TRINH Q N,WANG P,TANG Y,et al.Compensation of DC off-set and scaling errors in voltage and current measurements of three-phase AC/DC convertersJ.IEEE Transactions on Power Elec-tronics,2017,33(6):5401.7 马鸿雁,孙凯,魏庆,等.变频调速系统过调制时的相电流重构方法J.清华大学学报,2010,50(11):1757.MA Hongyan,SUN Kai,WEI Qing,et al.Phase current recon-struction for AC motor adjustable-speed drives in the over-modula-tion method J.Journal of Tsinghua University,2010,50(11):1757.8 马鸿雁,孙凯,魏庆,等.PWM 逆变器相电流重构研究与误差分析J.电工技术学报,2011,26(1):108.MA Hongyan,SUN Kai,WEI Qing,et al.Phase current recon-struction method for PWM inverter and error analysis J.ElectricMachines and Control,2011,26(1):108.9 LU J,HU Y,CHEN G,et al.Mutual calibration 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