基于MIL-STD-188-110标准的通信波形研究.docx

摘要短波信道具有时变，多径，快速衰落等多种特点，使得接收到的短波信号存在严重的符号间干扰（Inter-symbol Interference,ISI），这种干扰会导致通信的错误或者严重失效。信道均衡是抑制ISI的关键技术之一，特别是在复杂多变的短波系统中，对于高性能的均衡算法的研究就更加重要。优化均衡算法具有很高的复杂度，一般而言，它是随延迟符号数成指数上升的。而一般的均衡器往往伴有很大的性能失真。近年来，迭代均衡算法作为抵抗ISI的有效实现方式，能获得误码性能及其实现复杂度的优化折中。根据短波系统的特点，本文在经典短波Watterson信道基础上，针对特定的短波通信技术标准，即MIL-STD-188-110C中的单音道串行模式，重点研究了RLS自适应均衡算法。利用递归最小二乘法（Recursive Least Squares ，RLS）估计、跟踪时变短波信道系数。并在经典的Watterson信道下，基于MIL-STD-188-110C标准的单音道串行波形设计方案，给出了基于RLS算法的自适应均衡器的BER性能。通过对MIL-STD-188-110C中的单音道通信模式的仿真，分析了在Watterson信道下长交织和短交织对于系统性能的影响，对后续研究打下基础。关键词：短波系统，MIL-STD-188-110C 标准，Watterson信道，RLS均衡，ISI。ABSTRACTShort-wave system is a time-varying, multipath,fading system,these characteristics will make the signal a serious inter-symbol interference (ISI),such interference can cause communication errors ,even communication failure. Channel equalization is one of the key technologies of eliminating ISI,the high-performance equalization algorithm is even more important in the volatile short-wave system.but the optimized algorithm of the equalization have high complexity,in general,the complexity increased by the exponentially of the delay symbols.Low complexity equalizer is often associated with the distortion of performance.In recent years,iterative equalization algorithm is an effective way to achieve a resistance ISI which can obtain the trade-offs of the BER performance and the complexity of the optimization.According to the characteristics of short-wave systems , in the classic short Watterson channel , this paper based on the specific short-wave communications technology standard, that MIL-STD-188-110C , focus on the RLS adaptive equalization algorithm .This paper use recursive least squares Algorithm (Recursive Least Squares, RLS) to estimate , and track the time-varying coefficients of HF channel. We give BER performance of RLS under the serial mode in MIL-STD-188-110C.Finally,through the mode simulation of serial (single-tone) mode in MIL-STD-188-110C,this paper carefully analysed the performance of different interleaving influence for further research.Keywords:short-wave systems, MIL-STD-188-110C,Watterson channel, RLS Equalizer,ISI。目 录第1章 绪论11.1研究背景11.1.1 MIL-STD-188-110 系列标准介绍11.1.2 MIL-STD-188-110C11.2 短波系统21.2.1 短波传播方式31.2.2 短波系统物理特点31.2.3 短波系统传输特点41.3 均衡技术的发展61.4 本文研究的主要内容71.5 本文内容安排7第2章 MIL-STD-188-110C系统波形方案92.1 110C波形相关参数92.2 编码102.3 交织122.2.1 交织写入122.2.2交织获取132.4格雷编码142.5 符号形成152.5.1 未知数据符号的形成152.5.2 已知符号的形成162.5.3 同步前导序列162.6加扰182.6.1随机序列发生器182.7 PSK调制192.8 性能测试要求202.9 本章小结21第3章 均衡技术的研究223.1均衡的基本原理223.2均衡器的结构和种类223.3自适应均衡233.3.1自适应均衡基本原理243.3.2 经典的自适应均衡算法253.4 本章小结31第4章 MIL-STD-188-110C波形仿真链路324.1整体链路324.2发端链路334.2.1数据产生链路334.2.2 FEC编码链路334.2.3 交织链路344.2.4格雷编码链路354.2.5符号形成链路364.2.6插入已知数据384.2.7随机序列产生链路384.2.8序列加扰链路394.2.9调制链路394.3 收端链路404.3.1 均衡链路404.3.2解扰链路424.3.3 帧对齐链路434.3.4符号提取链路444.3.5 格雷解码链路444.3.6解交织链路454.3.7译码链路454.3.8误码率计算链路464.4链路性能分析464.4.1高斯信道链路性能分析464.4.2Watterson信道下长交织与短交织的误码性能分析474.5本章总结50第5章 全文总结与展望515.1全文总结515.2未来研究方向51参考文献52致谢53外文资料原文54外文资料译文57图 表 目 录图1-1 短波的传输方式3图2-1 FEC编码流程图11图2-2 随机移位寄存器功能框图19图2-3 星座图19图3-1 均衡器的分类23图3-2 自适应均衡器的基本结构25图4-1 MIL-STD-188-110C波形仿真链路32图4-2 FEC编码流程图33图4-3 格雷解码器模型35图4-4 D1和D2产生器38图4-5 插入已知数据后的整合形式38图4-6 随机移位寄存器功能框图38图4-7 随机序列产生模块39图4-8 8PSK星座图39图4-9 均衡器40图4-10 均衡器第一层40图4-11 均衡器第二层41图4-12 均衡器第三层42图4-13 解扰器43图4-14 信号提取模块44图4-15 接收信号星座图44图4-16 格雷解码器模型45图4-17 高斯信道下链路的误码性能曲线46图4-18 好信道条件下的误码性能曲线47图4-19 中等信道条件下的误码性能曲线48图4-20 差信道下利用RLS进行均衡的误码曲线49表1-1 MIL-STD-188-110系列标准比较2表1-2 电离层分层结构4表1-3 短波信道的衰落类型5表1-4 CCIR推荐的3种信道参数表6表2-1 短波宽带数据波形相关参数9表2-2 跳频操作波形特征9表2-3 固定频率操作波形特征10表2-4 跳频操作的差错校验编码11表2-5 固定频率操作的差错校验控制12表2-6 交织矩的维度13表2-7 每个信道符号的比特数13表2-8 在2400和4800bps的改进的格雷解码14表2-9 75bps固定频率和1200bps格雷编码14表2-10 75bps信道符号映射16表2-11 诊断信号D1和D2的分配17表2-12 2比特数值到3比特数值的转换17表2-13 同步前导序列信道符号的映射18表2-14 串行（单音道）模式最小性能要求20表4-1 交织写入表34表4-2 格雷解码35表4-3 两比特信息到三比特信息的映射36表4-4 诊断信号D1和D2的分配36表4-5 信道符号映射为前导序列37表4-6 格雷编码45表4-7 仿真所用的信道参数47缩略词说明英文缩写英文全称中文释义AMAmplitude Modulation调幅BERBit Error Rate误比特率BPSKBinary Phase Shift Key二进制相移键控BWBandwith带宽CCIRInternational Radio Consulative Committee国际无线电咨询委员会CPCorrectness Proofs正确性证明DFEDecision Feedback Equalization判决反馈均衡器FECForward Error Correction前向纠错编码HFHigh Frequency高频ISIInter-symbol Interference符号间干扰LELinear equalization线性均衡LMSLeast Mean Square最小均方算法MAPMaximum A Posteriori最大后验概率MLSEMaximum Likelihood Sequence Estimation最大概似函数估测MMSEMinimum Mean Square Error最小均方误差PAPRPeak to Average Power Ratio峰值平均功率比PSKPhase Shift Key相移键控QAMQuadrature Amplitude Modulation正交幅度调制QPSKQuadrature Phase Shift Key正交相移键控RLSRecursive Least Squares递归最小二乘法SNRsignal-to-noise ratio信噪比TDMATime Division Multiple Access时分多址ZFZero forcing迫零算法第1章 绪论1.1研究背景1.1.1 MIL-STD-188-110 系列标准介绍MIL-STD-188-110系列标准1自1991年发布第一版以来,一直备受业界高度关注,我国也将其作为制定短波通信标准的基础和重要参考。随着应用需求的变化和技术的不断成熟,MIL-STD-188-110系列标准也在不断地改进和完善,此后分别于2000年4月和2011年9月发布了该系列标准的第二版MI-STD-188-110B(以下简110B)和第三版MI-STD-188-110C（以下简称110C）。在MIL-STD-188-110系列标准的制定过程中,设计者们还参考了如STANAG 4197等其他通信标准和协议,使110系列标准具有广泛的普适性。MIL-STD-188-110A（以下简称110A）标准采用1.5kHz带宽,调制方式为8-PSK,数据速率在不加编码的条件下只有4800bit/s,目前我国短波调制解调器标准大多以该标准为基础而建立。110B标准是110A标准的升级版,加入了新的调制方式种类,带宽增加到3kHz,数据速率在不加编码的条件下最高可达12800bit/s,基本满足了当时的需求。该标准采用了前向纠错编码（Forward Error Correction，FEC）与交织编码,提高了纠错能力。与前两版相比较,110C标准在技术上有了质的飞跃。该标准采用了宽带数据传输技术,最大带宽可达24kHz,最高数据速率也达到了120kbit/s,大大提高了数据传输的效能和可靠性。经过20多年的不断积累和发展,MIL-STD-188-110系列标准已经成为了事实上的短波通信工业标准,对世界短波通信的发展具有深远影响。1.1.2 MIL-STD-188-110C2011年9月23日,美国防部正式颁布了由Harris和Rockwell Collins公司共同参与设计的MIL-STD-188-110系列标准的最新版本110C。与110B标准中的短波窄带调制系统相比,110C标准重新定义了以3kHz为间隔、最大24kHz带宽、最高数据速率120kbps(共计33种速率)的13种宽带调制波形。110C标准对交织技术进行了优化,取消了Very Short和Very Long两种交织类型,使交织深度的最短平均值为0.12 s、最长平均值为7.68s。编码方面,采用了基于约束长度为7或9的卷积码,利用去冗余和重复译码技术得到了最低1/16、最高9/10的编码率。基于短波信道特性,用户可以依据不同的需求选择带宽和调制波形,使调制解调器的效能达到最优。目前Harris公司已设计出能够完全适应新型短波宽带数据通信标准的原型机,于2010年6月分别在3kHz、6kHz、12kHz和24kHz的带宽上对110C标准草案进行了模拟信道测试和空中性能测试。110C标准的颁布,从根本上改变了以窄带为主的短波数据通信体制,为短波通信全面跨入宽带通信时代打下了坚实的基础。具体对比如表1-1所示。表1-1 MIL-STD-188-110系列标准比较标准带宽交织深度调制方式最大传输速率110A1.5kHz分别是0.12s、0.36s、1.08s、2.15s、4.31s、8.61s8PSK4800bps110B3.0kHz分别是0.12s、0.36s、1.08s、2.15s、4.31s、8.61sQPSK、8-PSK、16-QAM、32-QAM、64-QAM12800bps110C以3 kHz为间隔、最大24 kHz带宽分别是0.12s、1.08s、2.15s、4.31sQPSK、8-PSK、16-QAM、32-QAM、64-QAM、Walsh 码、2-PSK、4-PSK 和 256- QAM1200kbps1.2 短波系统根据国际无线电咨询委员会(International Radio Consulative Committee，CCIR)的划分，短波是指频率为 330MHz的无线电波，因为它的波长短，为10m-100m，所以称之为短波。利用短波频段进行通信又简称为短波通信，或者高频(High Frequency ，HF)通信。1.2.1 短波传播方式短波的传输分两种方式：天波传输和地波传输。如图1-1所示地波传输主要是指电池波沿着地球的表面传播，根据衍射知识，波的传输过程中，只有在波长大于或相当于障碍物的长度的时候，才会发生绕射，而短波的波长短，地面障碍物变多的时候，沿地球表面传播的地波绕射能力差，传播的有效距离短。所以地波传输是中频信号的主要传输模式，主要用于调幅（Amplitude Modulation，AM）广播和海岸无线电广播的频段。在AM广播中，甚至大功率的地波传输范围都限于150km左右；天波传输是依靠电波经过电离层的反射（弯曲或折射）来进行传输，电离层是由位于地球表面之上高度50400km 范围中的几层带电粒子组成，短波以天波形式传播时，在电离层中所受到的吸收作用小，有利于电离层的反射。经过一次反射可以得到1004000km的跳跃距离。经过电离层和大地的几次连续反射，传播的距离可达到更远。所以天波传输对于短波通信来说有着更加重要的意义。但是电离层的环境不是一个稳定的环境，它受到各种因素的制约，比如说天气情况，太阳的黑子运动，早晚时段也会呈现出不同的特征，所以天波信道是时变的，需要利用随参信道来做研究。图1-1 短波的传输方式1.2.2 短波系统物理特点根据物理知识，对流层之上是电离层，而电离层的空气较为稀薄，由D层，E层，F层组成，这3个层是位于环绕着地球不同高度的导电层，这些导电层深深影响着短波的传输。如表1-1所示展示出了不同的导电层对天波传输的影响，以及各层所处的高度6。明显，D层最低，是吸收层，只有在白天会出现，在白天，太阳使得较低的大气层加热引起高度在90km以下的电离层形成。这种较低的电离层中的电子密度非常低，不能达到反射短波的需要，当电波在D层穿过时，会被严重吸收，导致信号衰减，频率越小，衰减得越多。所以，短波在白天传输时，严重受到D层的制约，D层决定了发起良好传输所需要的功率和增益。E层出现在太阳刚升起的时候，一直到中午阳光最强的时候保持最大，然后电离会慢慢减小，它位于100120km，白天频率高于1.5MHz的电波可以在E层被反射；对于晚上，E层的电离非常弱，对天波传输不起到任何作用。F层为反射层，F层又分为F1层和F2层，F1层较低，只出现在白天，到了晚上对于传输无反射能力，F2层会一直存在，而且在F2层中的电离仍然可以保持短波的传输，但由于残留的电离浓度比较稀疏，短波通信系统工作频率要低于白天。表1-2 电离层分层结构电离层高度km日间对天波传输的作用夜间对天波传输的作用D60-90有吸收层无无作用E100-120有可反射高于1.5MHz频率的电波有无作用F1170-220有反射层无无作用F2225-450有有残留电离浓度低于白天，工作频率低于白天1.2.3 短波系统传输特点短波系统传输特点主要包括多径效应，信号衰落，多普勒频移和多普勒频率扩展等特点，这些特点的产生原因也与传统信道有所区别。1.2.3.1短波信道的多径时延根据短波通信传输的方式，接收到的信号有直射波，反射波和绕射波，不同的波的类型就决定了信号到达接收端的时间不同，而就算都是反射波，由于电波经过电离层反射一次称之为一跳的话，同一的反射波可能会经过不同跳数才能到达接收端，在反射的过程中就会引起信号不同程度的延时，这使得各路信号表现出不同的幅度和不同的相位。最终表现在通信系统中叫做多径效应，多径可以导致信号幅度衰落和码间串扰。总结出引起短波通信多径的原因大致为以下五种：1) 不同的传输方式，天波和地波传输；2) 多跳的传输特点；3) 经过D,E,F1,F2不同层的反射；4) 发射时的不同角度；5) 电离层不平整和不均匀引起多个散射体。1.2.3.2电离层的干涉衰落衰落是指接收信号随着时间强弱变化的现象。短波系统中信号是经过电离层的反射，由于电离层本省的不均匀性，而且电离层的密度和特征都是随着时间，天气在不断的变化更新的过程，本身传播介质的不稳定必然导致传播的信号的不稳定性，呈现出一定的随机性。表1-2是不同的衰落类型。电离层的衰落有以下特点：1) 频率选择性较明显。一般遭受衰落的频率带宽小于300Hz，而频率差大于400Hz，所以不同频率衰落的相关性很小，呈现频率选择性特点。2) 假设考虑一条路径情况，信道冲击响应较为简单，为电离层中多个反射子信号的简单叠加，信号场强遵循瑞利分布，以至接收信号幅度服从瑞利分布。3) 实验室测试显示：衰落有时候可达40dB，偶尔也会达到80dB，一般持续衰落时间为4ms-20ms范围内，干扰速率大约可以到达10-20次/min。表1-3 短波信道的衰落类型原因衰落类型衰落周期备注F层小尺度不规则性随机波动10-100ms与F层有关电离层不规则运动散射、衍射、折射10-20s呈瑞利分布极化而旋转极化10-100s两个磁离子分量出现最大可用频率改变穿透出电离层通常无周期合适选择发送频率可避免反射面呈现弧形聚焦15-30min电离层吸收损耗时变吸收损耗60min日落和日出时较大不同传播模式间衰落强度比较地波/天波2-10s天波1-5s不同仰角0.5-2s表1-4 CCIR推荐的3种信道参数表信道条件差分延时(ms)信道增益多普勒频移好信道0 0.50 00.1Hz中等条件信道0 10 00.5Hz差信道0 20 01Hz1.3 均衡技术的发展近年来，对高速无线通信业务的需求呈快速增长的趋势，然而在高速无线通信传输系统中，特别是在高速率的具有时变信道特性的短波系统中，还有很多问题需要解决。例如，当比特传输率较高时，信道的发散问题将会非常突出，从而导致严重的符号间干扰（ISI），信道均衡是抑制ISI的关键技术之一，传统的均衡方法包括基最大后验概率（Maximum A Posteriori，MAP）以及最大概似函数估测(Maximum Likelihood Sequence Estimation,MLSE)的优化算法及具有相对低复杂度的迫零算法（Zero Forcing，ZF），最小均方误差（Minimum Mean Square Error，MMSE）等线性算法。自从20世纪90年代Turbo码出现之后，人们开始重新思考迭代信号处理的应用问题。目前，迭代算法已广泛应用于包括纠错码在内的很多信号处理中，如迭代均衡，迭代多用户信号检测，迭代信道估计等。而将均衡器和信道译码器一起使用，可以进一步的改善系统的误码性能，如果对均衡器和译码器联合进行的最大似然信号处理，如MAP或MLSE检测，可以获得最优的五码性能。可是它们的复杂度太高，几乎不可能实际实现。所以需要采用一些方法来简化MAP均衡器带来的复杂度方法，本文研究了一些比较常用和实用的均衡检测算法，比如采用低复杂度的线性均衡器或判决反馈均衡器（Decision Feedback Equalization，DFE）来代替复杂度较高的MAP/MLSE均衡算法，并对这些做了一一比较，为通信提供更加合适的检测。但是这些算法性能损失也是比较严重的，为了改善这些算法的性能，又研究了一种基于软反馈干扰抑制技术以及软反馈干扰抑制技术结合线性均衡（Linear equalization，LE）的迭代均衡算法8。对于信道的响应特性在短波通信的信道中是时变的，信号传输会受到昼夜和季节而随机变化，这会引起严重的信号衰落，信号传输中的时间色散，频域色散，衰落，未知噪声和人为环境干扰等各种各样的因素，会导致短波通信方式比起其他通信方式，会严重降低信号的质量。所以短波数字通信方式一直要解决改善信道条件，提高信号传输质量和速率，降低误码率等重大问题，这些问题很大程度上取决于系统对信道传输中的补偿策略，因此采用何种实时自适应的信道估计方法和数据信号检测的方法，就成为了一个亟不可待的问题。像前面所说的，短波信号的时变特点，设计出的均衡器也会比较复杂，应该设计出对信道响应进行自动调整的均衡器，以适应信道的时间变化，因此人们做了各种自适应均衡算法的研究。自适应均衡算法中比较常用的有：迫零算法、最小均方算法（Least Mean Square，LMS）、递归最小二乘法(RLS)、Viterbi算法等。1965 年，自适应滤波技术被Lucky引进了均衡器，基于峰值失真准则，得出了迫零算法5，1969年，Gersh，Proakis和Miller又调整抽头权的系数，提出了按照均方误差(MSE)准则的方法6，1972年，Ungerboeck将最小均方误差算法（LMS）算法7在均衡器中使用，该方法计算量小，但收敛缓慢，不适用于时变信道。1974年，Godard又利用kalman滤波器推导出了RLS算法，又称Kalman算法8在时变信道中它可以达到快速收敛，但计算量大，后来又相继提出了平方根Kalman和快速Kalman算法9，逐步的降低了运算量。1.4 本文研究的主要内容本文主要研究了以下内容，首先研究短波信道的主要特点，包括物理特性和传输上的一些特点，然后根据短波信道的特点，研究并实现了经典的短波信道模型Watterson信道模型。本文内容安排研究美国军标110C中单音道串行模式的特点和应用，在经典的 Watterson信道模型下，采用RLS自适应算法，以及基于LMS的自适应算法。获得了上述算法在Watterson信道下的仿真性能，分析研究这两种种迭代算法的收敛性与复杂度，最终基于性能与杂度分析结果，确定RLS均衡为110C标准的单音道串行模式的一种相对较优的检测算法。1.5 本文内容安排第一章，主要介绍短波信道的特点，包括物理特性和传输特性，简要的介绍了一下课题提出的背景和研究的意义，以及均衡技术的发展过程。第二章，重点介绍美国军标110C的系统波形方案设计，从背景应用到具体的调制，加扰，编码，打孔方式，交织和帧结构的特点做剖析。第三章，主要是介绍了基本均衡算法，包括传统的迭代算法RLS,以及LMS。并从原理，公式的推导两个方面进行了分析。第四章，介绍介绍了仿真链路，并对仿真链路的性能进行了分析。第五章，总结全文的主要工作，对该课题的下一步研究做出展望。第2章 MIL-STD-188-110C系统波形方案在美军标110C中，采用最小3kHz、最大24kHz、3kHz叠加的宽带信号，信号根据实际速率的要求采用多种调制方法。本章重点研究单音道模式，下面做进一步详细讨论。2.1 110C波形相关参数110C标准作为最新颁布的短波数据传输波形标准，其共有8种带宽，以3kHz为间隔从3kHz增加至24kHz，数据速率最高可达120kbps。下表列出了110C定义的全部波形及其基本参数，包括数据速率和所用的调制方式。12表2-1 短波宽带数据波形相关参数波形编号带宽（kHz）36912151821240Walsh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在110C中有跳频和固定频率两种模式，对于不同的模式有不同的波形特征，下面表2-2和表2-3对于不同的波形进行了详细的枚举。表2-2 跳频操作波形特征信息速率码率信道速率每个信道符号的比特数8相位信道符号跳频模式24002/3360031*12001/2240021*6001/2120011*3001/4120011*1501/8120011*751/16120011*表2-3 固定频率操作波形特征信息速率码率信道速率每个信道符号比特数每个信道符号所包含的8相位符号数未知数据符号数已知数据符号数4800无编码480031321624001/2480031321612001/224002120206001/212001120203001/412001120201501/81200112020751/2150232All02.2 编码使用FEC编码器的数据传输速率应该是2400bps。跳频和固定频率操作的FEC编码器的框图示于图2-1中。跳频操作，应通过FEC编码器功能由速率75，150，和300bps的约束长度为7的卷积编码器的重复编码完成。图上的两个求和节点表示模2加法运算。对于输入到编码器每一比特，须采取作为从编码器的上部输出位，T1（x）的两个被采取比特中的第一个。对于2400bps速率，每个第四个位T2（x）的第二值应被省略交织器输出端，以形成凿孔率2/3卷积率。在所有其它的速率上，卷积编码器的编码率应该为1/2。输入数据速率为2400，1200，和600bps产生编码数据速率应该为分别为3600,2400,和1200bps。对于300，150，和75bps的输入数据速率，应将编码比特流通过重复输出适当数量的次数以使传输速率为1200bps。对于Tl(x)的位应该成对地进行重复而不仅仅是重复第一位，紧接着重复T2(x)的第二位。跳频操作的纠错编码应根据表2-4。表2-4 跳频操作的差错校验编码数据速率有效编码率获得码率的方法2400bps2/32/3删余卷积编码1200bps1/21/2编码600bps1/21/2编码300bps1/41/2编码重复两次150bps1/81/2编码重复四次75bps1/161/2编码重复八次 图2-1图2-1 FEC编码流程图约束长度=生成多项式：对于 对于 对于固定频率操作，FEC编码功能应该由一个编码率为1/2的卷积码在150bps和300bps上的重复编码完成。这两个求和节点将作为跳频操作;即，对于每个比特输入到编码器，须采取两个比特作为从编码器的输出。对于输入速率为2400，,1200和600bps的输入编码产生的输出速率应该分别是4800,2400和1200bps的编码输出。对于300和150bps数据速率的输入，重复输出比特的对适当数量的次数以生成一个1200bps的编码比特流。对于Tl(x)的位应该成对地进行重复而不仅仅是重复第一位，紧接着重复T2(x)的第二位。在速率为75bps时，使用不同的发送格式以及有效编码率的1/2以产生一个150bps的编码流。固定频率操作的纠错编码应根据表2-5。表2-5 固定频率操作的差错校验控制数据速率有效编码率获得码率的方法4800bps(无编码)（无编码）2400bps1/2码率为1/21200bps1/21/2编码600bps1/21/2编码300bps1/41/2编码重复两次150bps1/81/2编码重复四次75bps1/2码率为1/2c、4800bps固定频率操作时，FEC编码应被忽略。2.3 交织2.2.1 交织写入在使用交织器时，应是一个矩阵的块类型，对输入比特进行操作。对于所有需要的数据速率，矩阵的大小应容纳块存储0.0，0.6，或4.8s的接收位（取决于是否为零，短，或长交织设置选择）。由于位是以不同的顺序进行下载和接收的，所以两个不一样的交织器是必须的。为了保持在一恒定值的交织延迟，块的大小缩放应由位速率决定。表2-5列出分配给每个所需的比特率和交织延迟的交织矩阵尺寸（行和列）。注意：对于300bps、150bps和75bps的跳频操作的恒定时间延迟所需的比特数，和由于重复编码形成的600bps是相同的。对于固定频率操作，使用重复编码的速率只有300bps和150bps。应写入未知的数据位的交织器矩阵开始的零序列如下：第一个比特被装入第0行，第二比特被装入第9行，第三比特被装入第18行，第四比特被装入第27行。这样，位的行位置以9被增长，以40为模。重复这样的操作，直到40行全部被装入。然后装入到第一列，重复操作直到交织块被填满。此过程应当遵循长交织设置和短交织设置。注意：对于4800bps的固定频率操作，不采用交织。在75个基点仅对于固定频率操作，应适用下面的描述：当交织器的设置是长的，程序相同，只是行数以7增长，以20为模。当交织设置为短交织时，行数应以7增长，以10为模。如果选择短交织，且短交织的交织时间设定为0.0秒，则不采用交织。表2-6 交织矩的维度比特率长交织短交织行数列数行数列数240040576407212004028840366004014440