基于新型宽带同轴的超短波双极化TCDA设计.pdf

周承冕，岳家璇，肖科，等.基于新型宽带同轴的超短波双极化 TCDA 设计J.电波科学学报，2023，38（3）：393-399+406.DOI:10.12265/j.cjors.2022177ZHOU C M,YUE J X,XIAO K,et al.Design of ultrashort wave dual polarization TCDA based on new broadband coaxialJ.Chinese journal of radioscience，2023，38（3）：393-399+406.（in Chinese）.DOI:10.12265/j.cjors.2022177基于新型宽带同轴的超短波双极化 TCDA 设计周承冕岳家璇肖科丁亮柴舜连*（国防科技大学电子科学学院,长沙 410073）low摘要 为解决在 VHF 和 UHF 频段内的紧耦合偶极子阵列（tightly coupled dipole array,TCDA）天线馈电网络设计困难、不利于工程化的问题，提出一款采用新型宽带同轴馈电的具有低剖面、双极化特点的 TCDA 天线设计方案.该天线采用双偶极子单元结构，由二阶 Wilkinson 功分器和新型宽带同轴巴伦共同组成馈电网络，接地短路枝节抑制 E 面共模谐振，频率选择表面（frequency selective surface,FSS）层抑制 H 面扫描失配.通过ADS-HFSS 联合进行高效的电磁仿真，结果表明，该 TCDA 在 110500 MHz 内电压驻波比（voltage standingwave ratio,VSWR）典型值2，45扫描角度 VSWR 典型值2.5，剖面高度小于 0.1.该天线具有剖面低、易于全金属化的特点，为超短波频段 TCDA 的工程实际化提供了一种可靠的方法.关键词超宽带天线；紧耦合偶极子阵列（TCDA）；馈电技术；超短波；双极化中图分类号TN822.8文献标志码A文章编号1005-0388（2023）03-0393-07DOI 10.12265/j.cjors.2022177Design of ultrashort wave dual polarization TCDAbased on new broadband coaxialZHOU ChengmianYUE JiaxuanXIAO KeDING LiangCHAI Shunlian*（College of Electronic Science and Technology,National University of Defense Technology,Changsha 410073,China）lowAbstractIn order to solve the difficulty in designing the feed network of tightly coupled dipole array antenna(TCDA)in VHF and UHF bands,which is not conducive to engineering,we propose a design scheme of TCDA antennawith low profile and dual polar characteristics fed by a new broadband coaxial Balun.The antenna adopts a doubledipole element structure.The feed network is composed of a second-order Wilkinson power divider and a new coaxialbroadband Balun.The grounding short-circuit branch suppresses the common mode resonance on the E-plane,and thefrequency selective surface FSS layer suppresses the scanning mismatch on the H-plane.Through ADS-HFSS jointelectromagnetic simulation,the simulation results show that the TCDA has a typical value of VSWR2,45 scanningangle VSWR2.5 within 110500 MHz,and the profile height is 265 mm,which is less than 0.1.The antenna hasthe characteristics of low profile and easy metallization,which provides a reliable method for the engineering practiceof ultrashort wave band TCDA.Keywordsultra-wideband antenna；tightly coupled array；feeding technology；ultrashort wave；dual polarization 引言在 VHF 和 UHF 通信中，110500 MHz 是主要的工作频段.该频段内传统天线采取“双频段”设计，即使用两个分别工作在 110300 MHz 和 300500MHz 的独立天线来切换工作模式从而实现超宽带.这种方法使得天线结构很复杂，不利于实际加工和使用.针对这个问题，人们使用超宽带天线来解决该问题.相比于同样是超宽带天线的 Vivaldi 天线1-2，紧耦合偶极子阵列(tightly coupled dipole array,TCDA)具有低剖面的优势，更易于实际加工和使用.近年来针对 TCDA 的研究报道众多，但针对 VHF、收稿日期：2022-08-20通信作者：柴舜连 E-mail: 第 38 卷第 3 期电波科学学报Vol.38，No.32023 年 6 月CHINESE JOURNAL OF RADIO SCIENCEJune，2023 UHF 通信频段的研究还是空白.文献 3 利用低频段优势选择变压器巴伦作为馈电网络，但并未实现天线的宽角度扫描，且变压器巴伦在复杂恶劣的环境下容易损坏，难以在实际工程中使用.而 TCDA 中常用的印刷型 Marchand 巴伦结构4-8由于无法全金属化在实际使用中易受腐蚀，不利于工程化.low针对 TCDA 馈电网络难以实际工程化的问题，本文提出了一种易于全金属化的新型宽带同轴馈电技术，并在此基础上设计了一款双极化超短波 TCDA天线.该天线在 110500 MHz 内电压驻波比(voltagestanding wave ratio,VSWR)典型值2，45扫描角度内 VSWR 典型值2.5，天线剖面高度小于 0.1.1 TCDA 理论分析无限大 TCDA 基本原理模型如图 1 所示，偶极子放置在距离地面约为四分之一中频波长的位置，互相紧密排布，通过额外引入的连接电容加强耦合效应(图 1 中耦合电容为相邻偶极子之间重叠形成的平行板电容).如图 2 所示，由偶极子自身的电感和单元之间的耦合电容等效形成的 LC 串联谐振，抵消地面和天线之间的终端短路传输线所带来的电抗，实现宽频带内的阻抗匹配.图 1 无限大双极化 TCDA 结构图Fig.1 Infinite dual polarization TCDA structure ZTCDALdipoleCcouplingZLsuphsupsubhsubZsupZsubZ0Z1+.Z1图 2 TCDA 单元等效电路图Fig.2 Equivalent circuit diagram of TCDA unit LdipoleCcouplinghsuphsubZ0ZsubZsup图 2 中和由天线的结构决定，不会随着频率、扫描角度等因素发生改变.和是地面距离振子和宽角匹配层(wide angle matching layer,WAIM)的高度.、分别为单元自由空间阻Z抗、振子与地面之间空间阻抗、WAIM 阻抗.由Floquet 定理可知，E 面扫描时，辐射场为 TM 波，阻抗 与传播系数 计算公式为：ZE=rrdEdHcos r,（1）E=k0rrcos r.（2）H 面扫描时，辐射场为 TE 波，阻抗 Z 与传播系数 计算公式为：ZH=rrdEdH1cos r,（3）H=k0rrcos r.（4）k0r、rr式中：为自由空间的特性阻抗；为自由空间传播常数；分别为对应介质中的磁导率和电导率；为入射波进入对应介质中的入射角.2 天线设计思路 2.1 天线整体结构双极化 TCDA 阵列天线单元结构如图 3 所示.为了降低天线的整体剖面，天线采取水平面放置的形式.天线采用双领结型振子结构进行辐射，目的是为了降低天线的阻抗匹配难度，使原来的 50200377 阻抗匹配变为现在的 50100188 阻抗匹配9，从而降低馈电网络设计难度.dEdHh1h2dy接地短路枝节新型宽带同轴巴伦二阶 Wilkinson功分器FSS 层天线振子层领结渐变部分耦合振子部分图 3 双极化 TCDA 仿真模型Fig.3 Dual polarization TCDA simulation model dE、dHhighdE、dHhighdE、dHdE、dHdE、dH为了避免产生栅瓣，周期单元在 E 面和 H 面的尺寸需要小于 0.5；但根据天线口径增益理论，需尽可能接近 0.5以增大天线单元增益，减少阵列所需天线数量；的大小还与抑制E 面共模谐振的难度有关，越大，抑制共模谐振越困难10.因此的选取需进行综合考虑.天线采取双电容中间耦合的方式，将领结型振子一分为二，领结型渐变部分集成在基板上表面，耦 394电波科学学报第 38 卷合振子部分集成在基板下表面，耦合电容为领结型振子和耦合振子重叠部分，且左右两边均有.此种设计既保证了电流的连续性(上下表面之间有耦合电容的位移电流)没有破坏紧耦合条件，又为水平面的双极化留下了充足的空间.r振子集成在 1.524 mm 厚度、=4.4 的 FR4 介质集成基板，天线的具体参数如表 1 所示.表 1 双极化 TCDA 部分相关参数Tab.1 Relevant parameters of dual polarization TCDA含义参数取值/mm电尺寸值(500 MHz)E面单元尺寸dE2800high.467H面单元尺寸dH2800high.467偶极子宽度dy500high.083天线与地面距离h11920high.32天线与FSS距离h268.50high.114同轴线轴心距离hgap5.20high.009 2.2 新型宽带同轴巴伦结构实际工程中的 TCDA 馈电网络应满足：超宽带、阻抗变换、平衡差分馈电、易于全金属化.本文基于Marchand 巴伦超宽带的机理，设计了这款新型宽带同轴巴伦结构，如图 4 所示.地板同轴线内导体偶极子接地短路柱地板偶极子单节阻抗匹配变换器并联短路线串联开路线同轴外导体同轴内导体(a)传统的(a)Traditional(b)新型的(b)New地板同轴线内导体偶极子接地短路柱地板偶极子单节阻抗匹配变换器并联短路线串联开路线同轴外导体同轴内导体(a)传统的(a)Traditional(b)新型的(b)New图 4 传统与新型宽带同轴巴伦Fig.4 Comparison of traditional and new broadband coaxialBalun 2.2.1 超宽带新型宽带同轴巴伦的两个同轴线的外导体之间构成了一个双线结构，等效为并联的短路传输线，其特性阻抗为Z=arcosh(D2a).（5）Da式中：为两个同轴线轴心的距离；为同轴线外导体半径.右边的开路同轴线可以等效为串联的开路传输线，其特性阻抗即为同轴线的阻抗.串联的开路传输线和并联的短路传输线之间的电抗互相抵消，可以实现馈电网络的超宽带，且比传统的扼流式同轴巴伦带宽更大.2.2.2 平衡差分馈电只有馈电网络平衡差分馈电，从偶极子变换而来的领结型振子天线才能正常工作，两个同轴线的外导体分别连接偶极子两端来实现平衡差分馈电.2.2.3 阻抗变换Z0=50,Z1=70.7 Z2=100 ZocZscZTCDA由于天线采用双领结型振子结构，天线整体的阻抗匹配是 50100188，因此馈电网络只需要实现 50100 的阻抗变换.采用单节阻抗匹配变换器来实现该阻抗变换，如图 4(b)所示，左边的同轴线外导体相同，只需要改变同轴线内导体，即可实现阻抗匹配变换器的功能.图 5 为新型宽带同轴巴伦的等效电路图，其中,为开路传输线特性阻抗，为短路传输线特性阻抗，为天线输入阻抗.ZTCDAZ1Z0Z2ZocZsc输入端口输出端口图 5 等效电路图Fig.5 Equivalent circuit diagram 2.2.4 转换金属化结构新型宽带同轴巴伦的接地同轴线和馈电同轴线的内芯直径和长度经过优化才能确定尺寸，需要定制.将同轴线的填充介质改为空气，新型宽带同轴巴伦就转换为金属化结构.若要实现天线整体的金属化结构，原来模型中的介质基板不再需要，集成在基板上的铜箔用具有一定厚度的铜片来替换，然后对模型的参数进行优化即可.此外，为了保持物理上的稳定，需采用一些强度足够的塑料支撑柱来连接天线的各个部分.图 6 展示了新型宽带同轴与传统宽带同轴的仿真对比结果，结果表明新型宽带同轴的第 3 期周承冕，等：基于新型宽带同轴的超短波双极化 TCDA 设计395 带宽比可以达到 51，性能明显优于传统宽带同轴.100 150 200 250 300 350 400 450 500 550302520151050S11/dB频率/MHz新型传统图 6 传统与新型宽带同轴 ADS 仿真对比Fig.6 ADS simulation comparison between traditionalbroadband coaxial and new broadband coaxial 2.3 天线其他结构 2.3.1 接地短路枝节常见的抑制 E 面共模谐振的方法有采用双振子单元结构11和加入接地短路枝节两种方法.通过HFSS 电磁仿真发现，本文提出的双极化 TCDA 设计具有比一般的 TCDA 更严重的共模谐振问题，因此本文在双领结型振子结构的基础上加入接地短路枝节进一步抑制 E 面的共模谐振.传统方法是在单领结型振子单元的两端分别添加接地短路枝节12，而在双领结型振子之中，如果也在每个振子两端添加接地短路枝节，不仅使结构变得更加复杂，增大了天线整体重量，还容易引入新的环路谐振.因此，我们选择仅在双领结型振子的中心加入一根接地短路枝节.图 7 所示为未加入和加入短路枝节 E 面 45扫描角度的 S11，可以看出，短路枝节的直径越大共模谐振点越往高频移动，但直径越大短路枝节的重量也越大，因此要综合考虑.S11/dB100 150 200 250 300 350 400 450 500 5502520151050频率/MHz未加入加入图 7 未加入和加入短路枝节 E 面 45扫描角度 S11对比Fig.7 Comparison of 45 scanning angle S11 of E-plane withand without short-circuit branches 2.3.2 FSS 层为解决 H 面扫描时阻抗失配问题，通常需要添加 WAIM.最简单的 WAIM 是介质匹配层，可以等效为一段传输线，但由于低频段内剖面大、重量大的缺点，TCDA 很少直接使用介质匹配层.FSS 层剖面低、重量轻、加工也较为方便，因此得到广泛应用13-14.然而，FSS 层种类繁多、电磁特性复杂，等效电路难以确定，给设计带来了一定的难度.由于介质匹配层和 FSS 层均起到抑制扫描阻抗失配的作用，可以采用等效替代的方法来简化 FSS 层的设计过程.图 8所示为 FSS 层设计流程图，在 ADS 中完整设计出添加介质匹配层后的 TCDA 单元等效电路，并在 HFSS中对介质匹配层和 FSS 层分别进行电磁仿真，使介质匹配层的 S11和 FSS 层基本一致，再构建出完整的TCDA 单元模型.仿真结果表明，通过这种方法仿真得到的加载介质匹配层和加载 FSS 层的 TCDA 单元电磁性能几乎一致.ADS 加载介质匹配层TCDA 等效电路介质匹配层模型加载介质匹配层TCDA 模型FSS 层模型使用 FSS 层替换介质匹配层S11 是否近似相等是否满足 S11 指标否是否是图 8 FSS 层设计流程图Fig.8 Flowchart of FSS layer design 2.3.3 二阶 Wilkinson 功分器S23为保证 TCDA 双领结型振子结构两个单元之间等幅同相馈电，需设计一个二阶 Wilkinson 功分器.根据文献 15 中所提到的设计方法设计出的二阶Wilkinson 功分器在110500 MHz 频带内VSWR1.6，隔离度10 dB.由于双极化的影响，两个功分器的馈电端口并不在相同高度上，因此需要进行一些额外的设计以保证两个功分器的总体长度相同，从而保持相位的一致性.3 天线仿真结果 3.1 天线单元仿真在 HFSS 中设计好二阶 Wilkinson 功分器后，将它的 S 参数作为一个模块封装入 ADS 中，在 ADS 中设计出一个完整的 TCDA 单元等效电路图，如图 9所示，并对各个参数进行优化，等效电路 VSWR 仿真结果如图 10 所示.396电波科学学报第 38 卷图 9 TCDA 单元等效电路图Fig.9 Equivalent circuit diagram of TCDA unit 100 150 200 250 300 350 400 450 500 5501.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR频率/MHz图 10 等效电路 ADS VSWR 仿真Fig.10 Equivalent circuit ADS VSWR simulation 以 ADS 优化后的参数为指导，通过 HFSS 进行优化，得到单元 TCDA 的仿真结果.由于两种极化天线之间完全对称，水平极化的 E、H 面扫描结果和垂直极化的 E、H 面扫描结果几乎一样，天线仿真结果如图 11 所示.可以看到，TCDA 单元在 E 面45扫描角 度 VSWR典 型 值 2，45宽 角 扫 描、150 250MHz 时 VSWR3；在 H 面45扫描角度 VSWR 典型值2.5.(a)E 面(a)E plane100 150 200 250 300 350 400 450 500 5501.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR频率/MHz01530450153045VSWR频率/MHz(b)H 面(b)H plane(a)E 面(a)E planeVSWR频率/MHz01530450153045100 150 200 250 300 350 400 450 500 5501.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR频率/MHz(b)H 面(b)H plane图 11 TCDA 单元 VSWRFig.11 TCDA unit VSWR 3.2 66 有限大 TCDA 仿真运用 HFSS 中的有限大阵列区域分解法(finitearray domain decomposition method,FADDM)进 行66 的阵列仿真，阵列编号如图 12 所示.图 13 展示了 110 MHz、300 MHz 和 500 MHz 频率下 66 有限大 TCDA 天线增益方向图.可以看出，水平极化和垂直极化天线方向图基本类似.在天线的低频 110 MHz，垂直极化和水平极化的主极化和交叉极化隔离度为25 dB，中频 300 MHz 和高频 500 MHz 的主极化和交叉极化隔离度为40 dB.66 有限大 TCDA 天线垂直、水平极化和天线口径理论增益和效率的对比如表 2所示.1-11-21-31-41-51-62-12-22-32-42-52-63-13-23-33-43-53-64-14-24-34-44-54-65-15-25-35-45-55-66-16-26-36-46-56-6图 12 66 TCDA 编号Fig.12 66 TCDA identifier 第 3 期周承冕，等：基于新型宽带同轴的超短波双极化 TCDA 设计397 (a)110 MHz 1801206006012018040302010010/()18012060060120180/()18012060060120180/()E 面主极化 E 面交叉极化 H 面主极化 H 面交叉极化(b)300 MHz 4030201001020(c)500 MHz 4030201001020增益/dBi增益/dBi增益/dBi图 13 不同频率下 66 TCDA 天线增益方向图Fig.13 66 TCDA antenna gain pattern at differentfrequencies 表 2 不同频率下 TCDA 天线增益和效率对比Tab.2 TCDA antenna gain effiency comparison at differentfrequencies天线频率/MHz垂直极化增益/dB水平极化增益/dB理论增益/dB垂直极化效率/%水平极化效率/%1106.286.336.7892.693.430014.4814.4615.5093.493.350017.4817.3819.9487.787.2 不同行水平极化不扫描有源 VSWR 如图 14 所示，阵列的有源 VSWR 与无限大单元 VSWR 的对比如图 15 所示.可以看出，有限大周期阵列中心单元和无限大周期单元的 VSWR 基本吻合，和理论分析预期相符合.66 单元水平极化的第 1 行、第 6 行，第 3 行、第 4 行有源 VSWR 高度对称，每一行的 1、6，2、5，3、4 单元的有源 VSWR 高度对称，说明双极化 TCDA 在平面内具有良好的对称性.且每一行中1、6 单元的有源 VSWR 差于 3、4 单元的，这是边缘效应引起的结果.实际设计中 TCDA 的边缘效应是不可避免的，需要采取一些技术来抑制边缘效应.常见的技术手段是设置“虚元”，即将最边缘的阵列单元不馈电或将边缘单元的振子延长，使实际馈电边缘单元的电流尽量和中心单元相同，满足紧耦合条件.高频段的 TCDA 同样可以采用设置“虚元”的方法，但 VHF、UHF 频段的 TCDA设置“虚元”会明显增大阵列的物理尺寸，因此更多采用将边缘单元振子延长.FADDM 仿真可以实现设置“虚元”，类似于图 14中去掉 1、6 单元；将边缘单元振子延长的方法却并不能实现，原因是 FADDM 的阵列是由一个单元进行拓展而来，阵列中所有单元都保持一致，不能单独改变边缘单元结构.因此，若要实现边缘单元振子延长的有限大阵列仿真，需要采用耗费计算资源更大、时间更多的全波仿真.(a)第 1 行(a)Row 1(b)Row 3(c)Row 4(d)Row 61.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 1-1 1-2 1-3 1-4 1-51-6 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6(b)第行5.0VSWR(c)第行VSWR(d)第行VSWR频率/MHz频率/MHz频率/MHz100 150 200 250 300 350 400 450 500 550频率/MHz(a)第行(a)Row 1(b)Row 3(c)Row 4(d)Row 6VSWR 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 1-1 1-2 1-3 1-4 1-51-6 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6(b)第 3 行1.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR(c)第行5.0VSWR(d)第行VSWR频率/MHz频率/MHz100 150 200 250 300 350 400 450 500 550频率/MHz频率/MHz 398电波科学学报第 38 卷(a)第行(a)Row 1(b)Row 3(c)Row 4(d)Row 6VSWR 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 1-1 1-2 1-3 1-4 1-51-6 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6(b)第行VSWR(c)第 4 行1.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR(d)第行5.0VSWR频率/MHz100 150 200 250 300 350 400 450 500 550频率/MHz频率/MHz频率/MHz(a)第行(a)Row 1(b)Row 3(c)Row 4(d)Row 6VSWR 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 1-1 1-2 1-3 1-4 1-51-6 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6(b)第行VSWR(c)第行VSWR(d)第 6 行100 150 200 250 300 350 400 450 500 5501.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR频率/MHz频率/MHz频率/MHz频率/MHz图 14 各行水平极化不扫描有源 VSWRFig.14 Horizontal polarization non-scan active VSWR ateach row 100 150 200 250 300 350 400 450 500 5501.01.52.02.53.03.54.04.55.0VSWR频率/MHz无限大周期垂直极化 4-3水平极化 4-3图 15 无限大周期与阵列中心单元有源 VSWR 对比Fig.15 Comparison between infinite period and active VSWRof array central element 4 结论本文针对 VHF、UHF 频段内 TCDA 馈电网络设计困难、难以工程实际化的问题，提出了一种新型的宽带同轴巴伦馈电技术，实现了馈电网络的超宽带、阻抗变换、平衡差分馈电等功能.新型宽带同轴巴伦相比于传统宽带同轴巴伦具有更大的带宽比，相比于印刷型 Marchand 巴伦更不易被环境腐蚀，具有很好的工程化前景.在此基础上设计了一款工作频段为 110500 MHz 的双极化 TCDA，仿真结果表明，TCDA 45宽角扫描 VSWR 典型值2.5，66 有限大阵列仿真中心单元有源 VSWR 和无限大周期单元仿真 VSWR 结果近似，交叉极化隔离度低频25 dB、高频40 dB，天线整体效率大于 87%，填补了 TCDA 在VHF、UHF 频段内的设计空白.参考文献 赵楠,丁剑飞,周大卫.超带天线极化特性对相位干涉仪测角精度的影响J.电波科学学报，2019，34（6）：710-715.ZHAO N,DING J F,HOU D W.The influence of polariza-tion characteristic of the ultra-wideband antenna on thephase interferometerJ.Chinese journal of radio science，2019，34（6）：710-715.（in Chinese）1 吴青龙,王宏健,刘广.新型小尺寸带引向器波纹开眼对拓型Vivaldi天线J.电波科学学报，2018，33（2）：208-216.WU Q L,WANG H J,LIU G.Compact corrugated open-eyed antipodal Vivaldi antenna with directorJ.Chinesejournal of radio science，2018，33（2）：208-216.（in Chinese）2 TZANIDIS I.UWB low-profile tightly coupled dipole ar-rayJ.IEEE transactions on antennas&propagation，2013，61（6）：3017-3025.3 刘亿荣,曹成云,柴舜连.基于集成巴伦的低频段紧耦合阵列天线设计C/2021全国天线年会.4 HUANG H,CHAI S L.Ground-enhanced ultrawidebandsingle-polarized tightly coupled dipole arrayC/IEEE Ad-vanced Information Technology,Electronic and AutomationControl Conference,2015.5 HUANG H,KE X,LIANG D,et al.Ultrawideband tightlycoupled array for multiband communications at S-X fre-quenciesC/IEEE International Workshop on Electromag-netics:Applications and Student Innovation Competition,2016.6 PAPANTONIS D K.Dual-polarized tightly coupled arraywith substrate loadingJ.IEEE antennas and wirelesspropagation letters，2016，15（1）：325-328.7 ZHONG J N.Ultra-wideband dual-linear polarized phasedarray with 60 scanning for simultaneous transmit and re-ceive systemsC/International Workshop on AntennaTechnology:Small Antennas,Innovative Structures,and Ap-plications(iWAT),2017.8 ZHONG J N.Dual-linear polarized phased array with 9:1bandwidth and 60 scanning off broadsideJ.IEEE transac-tions on antennas&propagation，2019，67（3）：1996-2001.9(下转第 406 页)第 3 期周承冕，等：基于新型宽带同轴的超短波双极化 TCDA 设计399 金谋平(1968)男，安徽人，中国电子科技集团公司第三十八研究所研究员，博士，研究方向为雷达、通信系统等.E-mail:jinmoup_刘颂阳(1994)男，安徽人，中国电子科技集团公司第三十八研究所工程师，硕士，研究方向为天线理论与技术.E-mail: (上接第 399 页)DOANE J P.A wideband wide scanning tightly coupled di-pole array with integrated Balun (TCDA-IB)J.IEEEtransactions on antennas&propagation，2013，61（9）：4538-4548.10 DOANE J P.A 6.3:1 bandwidth scanning tightly coupleddipole array with co-designed compact BalunC/IEEE In-ternational Symposium on Antennas and propagation,2012.11 HOLLAND S S.The planar ultrawideband modular an-tenna(PUMA)arrayJ.IEEE transactions on antennas&propagation，2012，60（1）：130-140.12 许峰凯,肖绍球,胡芯瑞.基于频率选择表面的宽角扫描阵列J.电波科学学报，2018，33（3）：301-310.XU F K,XIAO S Q,HU X R.Wide-angle scanning arraybased on frequency selective surfaceJ.Chinese journal ofradio science，2018，33（3）：301-310.（in Chinese）13 胡志慧,姜永华,凌祥.基于电阻型频率选择表面的超宽带紧耦合阵列J.电波科学学报，2013，28（6）：1139-1146.HU Z H,JIANG Y H,LING X.Ultra-wideband tightly14coupled array with resistive frequency selective surfaceJ.Chinese journal of radio science，2013，28（6）：1139-1146.（in Chinese）李征帆.微带电路M.北京:清华大学出版社,2017:236-242.15作者简介周承冕（1998），男，湖南人，国防科技大学电子科学学院硕士生，研究方向为电磁场与电磁波、新型天线技术.E-mail:岳家璇（1998），男，湖南人，国防科技大学电子科学学院硕士生，研究方向为电磁场与电磁波、新型天线技术.E-mail:柴舜连（1969），男，湖北人，国防科技大学电子科学学院教授，博士，主要研究方向为电磁场理论与高效数值技术、天线理论与技术、毫米波电路与系统.E-mail: 406电波科学学报第 38 卷