三电平电流型推挽双向DC_DC变换器及工作特性分析_张纯江.pdf

第 42 卷 第 3 期2023 年 3 月电 工 电 能 新 技 术Advanced Technology of Electrical Engineering and EnergyVol.42,No.3Mar.2023收稿日期:2022-04-01基金项目:国家自然科学基金项目(51877187)作者简介:张纯江(1961-),男,黑龙江籍,教授,博士,研究方向为电力电子变流器拓扑及控制、光伏风力发电并网控制、微电网与储能功率流控制;阚志忠(1970-),男,河北籍,副教授,博士,研究方向为微电网运行与控制、新能源发电变流器及控制、电机控制技术(通信作者)。三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器及工作特性分析张纯江1,乔玉玺1,谢季芳1,孟宪慧1,2,阚志忠1(1.燕山大学电气工程学院,河北 秦皇岛 066004;2.唐山学院机电工程系,河北 唐山 063000)摘要:储能 DC/DC 变换器需要解决电池侧电流纹波和宽电压范围问题。本文研究了一种可用于电能路由器储能环节的三电平电流型推挽式双向 DC/DC 变换器,具有高增益、电流纹波小和宽输入电压范围的特征。以传输电感两端电压匹配为原则研究了采用脉冲宽度调制(PWM)加移相控制下的工作机理,深入分析了正向和反向工作模式。研究了占空比、桥间移相比和桥内移相比对功率传输的影响以及不同模式下的系统性能,以实现变换器的高效率功率传输。通过建立各功率管开通时刻的瞬态等效电路深入研究了功率管寄生电容、变压器励磁电感对实现软开关的影响。推导出开通时刻的准谐振方程,从而得到功率管实现软开关的条件,为参数优化设计奠定了基础。在3 kW 实验平台上进行了实验研究,实验结果验证了理论分析的正确性。关键词:双向 DC/DC 变换器;PWM 加移相;软开关;电能路由器;推挽变换器DOI:10.12067/ATEEE2203053 文章编号:1003-3076(2023)03-0001-12 中图分类号:TM4641 引言 随着光伏风力等新能源发电装机总量日益增加,目前的配电网结构节点自治能力差、自由度低,间歇性、不可控性分布式电源接入电网会对电网带来不利影响1-3。电能路由器能够解决上述问题并提高电力系统的稳态性能。图 1 为区域电能路由器结构框图,其中储能是系统中必须存在的单元,它能够平滑光伏风力这种波动性发电电源4。储能电池的电压等级通常比较低,而直流母线电压远大于储能装置的电压等级,为了实现安全可靠的能量双向传输,需要通过隔离双向 DC/DC 变换器将电压变换后再传输,其具有升降压和电气隔离的作用。在储能系统中隔离双向 DC/DC 变换器是核心单元,需要解决两个关键问题是电池侧电流纹波和宽电压范围问题。低电流纹波有利于电池的寿命,宽电压范围适应电池的电压变化5。隔离双向 DC/DC 变换器可以分为电压型和电图 1 区域电能路由器结构框图Fig.1 Block diagram of power router流型。电压型双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)变换器存在回流功率大、软开关范围有限、储能侧电流纹波大问题6,7。电压型 LLC 变换器仅在谐振点附近效率较高,同样存在储能侧电流纹波大问题,并2 电 工 电 能 新 技 术第 42 卷 第 3 期且不适合应用于宽输入电压范围场合8。三相交错 LLC 可通过多模态控制实现宽范围,但存在功率器件不对称现象9。电流型隔离双向 DC/DC 变换器更适用于储能环节,具有低电流纹波、高电压增益的特点10。文献11中 F.Z.Peng 提出一种 Boost 与隔离双半桥 DC/DC 变换器相结合的电流型双向半桥DC/DC 变换器。通过输入侧升压电感连接桥臂来实现拓扑的电压高增益,同时低压侧为半桥电路结构,可以在不引入钳位电路的情况下,解决低压侧功率管的电压尖峰问题。文献12在文献11基础上提出的电流源型半桥三电平双向 DC-DC 变换器,采用有源钳位电路,同时高压侧为半桥三电平结构,并对变压器同侧功率管驱动信号的移相角进行控制,从而达到实现高压侧功率管电压均分的目的,同时也降低了该侧功率管的电压应力。文献13在Boost 双半桥双向 DC/DC 变换器的基础上,副边侧加入了一路新的开关桥臂,通过调整桥内移相角的方式,可以实现全负载范围内的软开关。双半桥式变换器 还 衍 生 出 了 一 类 应 用 广 泛 的 L-L 型 拓扑14-18,其中高压侧结构还可以是半桥、半桥三电平、带辅助支路的全桥等。另一类是 Boost 与推挽式变换器集成,文献19提出了一种单相 Boost 电流型推挽式变换器,它与文献13不同,升压电感与变压器串联后连接到桥臂而不是直接连接到桥臂,这样更有利于实现软开关。低压侧采用有源钳位来抑制功率管的关断电压尖峰,高压侧用倍压整流提高电压等级。文献20提出了一种新型自然钳位零电流换向软开关双向电流型全桥隔离 DC/DC 变换器,通过零电流换向对一次侧电压进行钳位,显著降低开关损耗。文献21在文献20的基础上,增加高压侧对角线开关之间的相位差作为控制量,使得峰值电流值降低,改善轻负载条件下变换器性能。本文在文献19-22的基础上提出了三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器,在高压输出侧采用三电平半桥拓扑,降低功率管电压应力。引入桥内移相比概念,实现高压侧功率管电压均分。在低压输入侧串联 Boost 电感,获得高电压增益,减小电流纹波的同时可扩大电池侧输入电压范围。采用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)加移相的控制方式,减少电路的回流功率和实现软开关。以传输电感两端电压匹配为原则,深入分析了正、反向共 8 种工作模式,研究了该变换器的功率传输特性和软开关特性,在 3 kW 实验平台上进行了实验研究。2 三电平电流型推挽变换器拓扑与模态分析2.1 变换器拓扑结构 三电平电流型推挽式双向 DC/DC 变换器的拓扑结构如图 2 所示。图 2 中,VL为低压侧电压;VH为高压侧电压;Vab为一次侧桥臂中点的折算电压;Vcd为二次侧桥臂中点的折算电压;L 为升压电感;Ls为辅助电感与变压器漏感折算之后的传输电感;Tr为推挽变压器,变比为 1 1 n;Cs为钳位电容;VD9、VD10为续流二极管;Cf为飞跨电容;Co1、Co2为倍压电容;iL为输入电感电流;iLs为传输电感电流;in1、in2为推挽变压器一次侧绕组电流。其中,低压侧钳位电容 Cs与功率管 S3、S4组成有源钳位电路,可以抑制低压侧功率管的关断电压尖峰。高压侧功率管 S5、S6、S7、S8与倍压电容 Co1、Co2组成倍压整流电路,可以提升变换器的电压增益。飞跨电容 Cf与续流二极管 VD9、VD10构成三电平电路。图 2 三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器Fig.2 Three-level current push-pull bidirectionalDC/DC converter采用 PWM 加移相控制方式,使变换器运行在传输电感两端电压匹配的模式,即一、二次侧桥臂中点折算电压 Vab、Vcd幅值相等,可以减小变换器的回流功率和传输电感电流的峰值。具体控制方法为:低压侧功率管驱动信号 S1和 S3互补,S2和 S4互补。S1和 S2的驱动信号占空比为 D,相位弧度差为,通过调节 S1、S2的占空比 D,可以控制钳位电容Cs的电压。高压侧功率管驱动信号 S5和 S8互补,S6和 S7互补,占空比均为 0.5。通过调节功率管驱动信号 S5和 S1的相位差,可以控制功率传输的大张纯江,乔玉玺,谢季芳,等.三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器及工作特性分析J.电工电能新技术,2023,42(3):1-12.3 小与方向。调节功率管驱动信号 S5和 S6的相位差,可以控制 Vcd零电平持续时间。定义驱动信号S1与 S5相位差与 2 的比值为,称为桥间移相比,驱动信号 S5与 S6相位差与2 的比值为 1,称为桥内移相比。以 D0.5 为例,功率从低压输入侧流向高压输出侧为 P0,根据占空比 D、桥间移相比 和桥内移相比 1的关系,将 D0.5 时的电路划分成 8 种工作模式见表 1。表 1 工作模式Tab.1 Operation modes功率流向移相比工作模式P0-12D-1-1B4P0D-1-1D-1B3P0D-1-1B2P0-1000D-12-10D-12012-10 时,D=0.5 时,变换器功率传输曲线的峰值最高,且对应的桥间移相比最小,当D 值越大,对应曲线上的峰值逐渐降低,且桥间移相比 逐渐增大。0 时,当 1值越大,曲线峰值会逐渐减小,且对应桥间移相比 逐渐减小;0时,当 1值越大,曲线峰值也逐渐减小,但峰值所对应的桥间移相比 却随着 D 增大而逐渐增大,因此在能够确保高压侧功率管电压应力降低并均分的条件下,将 1值限制在较小的范围。4 软开关的实现 在理想工作条件下,功率管实现零电压开通(Zero Voltage Switch,ZVS)时,其电压相位超前电流,且在死区时间内,谐振峰值电流能让即将开通的功率管结电容电压下降到零,给功率管的 ZVS 导通提供必要条件。在实际变压器中,磁心和绕组都存在着许多寄生参数。例如磁心并非无穷大,一定存在着某一数值的电感量,即励磁电感,就会产生励磁电流,也会 影响功率管的软开关过程,因此建立功率管开通时刻等效电路图时,需要考虑励磁电感的影响。一个开关周期内,三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器有 8 种工作模态,前 4 个模态与后 4 个模态相似,S1与 S2、S3与 S4、S5与 S8、S6与 S7的工作过程相同,因此本文只研究功率管 S1、S3、S5、S6的软开关条件。功率管 S1开通时刻如图 7 所示,其等效电路图如图 8 所示,C1 C8为 S1 S8的结电容,定义流过C1C8的电流为 i1i8,电压为 VC1VC8;Ls为传输电感副边折算到原边的值,流过 Ls的电流为 iLs;Lm为励磁电感,流过 Lm的电流为 iLm;Lm为励磁电感原边折算到副边的值;VCo1为 VCo1折算到原边的等效电压。图 7 S1开通时刻电路图Fig.7 Circuit diagram of S1opening图 8 S1开通时刻等效电路图Fig.8 Equivalent circuit diagram of S1opening定义理想条件下所有功率管的结电容容值为Ct,在 t0时刻,功率管 S3关断,C1、C3将会与 Ls开始谐振,此时给结电容 C1放电,C3充电。谐振过程中的电压电流关系为:张纯江,乔玉玺,谢季芳,等.三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器及工作特性分析J.电工电能新技术,2023,42(3):1-12.7 VC1+VC3=VCsLsdiLsdt=VCo1-VC1LmdiLmdt=VC1i3=C3dVC3dti1=C1dVC1dt-i1=iLs+i3+iLm|(17)整理式(17)后可以得到:d2iLsdt2+nLmLs4Ct(Ls+Lm)iLs=0(18)由式(17)、式(18)可以获得功率管 S1结电容电压的表达式:VC1(t)=VCo1+in1(t0)Zt1sint1(t-t0)(19)式 中,Zt1为 谐 振 特 征 阻 抗,Zt1=(Lm+Ls)/(4CtLsLm);t1为 Lm+Ls与 Ct谐振频率,t1=nLmLs/4Ct(Ls+Lm)。在 t0时刻之前,谐振电流能将结电容 C1中电荷全部抽出,电压降到零,电流流过功率管 S1的反并联二极管,则功率管 S1可以实现 ZVS 导通。在 t0时刻时,推挽变压器绕组电流 in10,根据VC1(t)表达式,在 t1(t-t0)=/2 时刻为最小值:VC1min=VCo1+in1(t0)Zt1(20)若想实现 ZVS,在 t0时刻需满足 VC1min-VCo1in1(t0)(21)同理可得到功率管 S3、S5、S6的软开关条件分别为:14Ct(1Lm+1Ls)VCs-VCo1in1(t5)(22)n(Ls+Lm)4CtVCs+VCf-VCo2iLs(t2)(23)n(Ls+Lm)4CtVCf-VCsiLs(t3)(24)式中,VCs为 VCs折算到副边的等效电压。根据计算结果式(21)式(24)可知,当输出功率和其余条件不变时,功率管的结电容容值越小,其谐振频率 t1越大,将结电容中电荷全部抽出的速度越快,功率管更容易实现零电压导通。当结电容中电荷完全抽出时,电流会以固定速度下降,结电容容值超过范围时,其两端电压将在驱动信号未到来之前下降至零,结电容会在下一谐振周期充电而无法实现零电压导通。因为该谐振过程是在死区时间 Td进行的,所以死区时间 Td要经过计算优化,一般设计死区时间 Td=2/(4r),这样结电容容值既满足零电压导通要求,又不会被重新充电,计算出结电容取值范围为:n(toff-ton)22Ls Ct minnLsi2n1(t0)4V2Co1,nLsi2n1(t5)4(VCs-VCo1)2,nLsi2Ls(t2)4(VCs+VCf-VCo2)2,nLsi2Ls(t3)4(VCf-VCs)2(25)式中,ton为功率管完全导通时间;toff为功率管完全关断时间。根据前述电路参数计算,按照最小功率及额定功率下能够实现软开关所计算理论参考范围为1961 485 pF,谐振频率为 r=n/(2LsCt)。由前述可知给定输出功率大小并保证其他变量不变的情况下,变换器励磁电感取值越小,越有利于低压侧功率管实现 ZVS 开通,越不利于高压侧功率管实现 ZVS。因为变压器励磁电感与副边传输电感折算到原边等效电感形成并联结构,而励磁电感折算到副边等效电感与传输电感时形成串联结构,因此励磁电感并不是越小越好,不仅要满足原边功率管的软开关条件,还需要兼顾副边功率管的软开关条件,可以得到励磁电感的取值范围:Lm max4CtVCs+VCf-VCo2iLs(t2)2-nLsn3,4CtVCf-VCo2iLs(t3)2-nLsn3|(26)式(26)根据前述电路参数计算,按照最小功率及额定功率下能够实现软开关所计算的范围为 540912.3 H。5 实验验证及分析 为了验证该变换器的可行性和理论的正确性,本文搭建了额定功率为 3 kW,升压比为 7 的实验平台,如图 9 所示,实验参数见表 3。5.1 正向升压模式 首先对拓扑的工作原理进行仿真,参数见表 3。图 10 为正向模式 A1A4 的仿真波形。在仿真的基础上进行了实验验证。从图 11 可以看出输入电压 VL为 96 V 时,输出电压 VH为700 V,钳位电容电压 VCs为 245 V,数值与理论分析8 电 工 电 能 新 技 术第 42 卷 第 3 期 图 9 实验平台Fig.9 Experimental platform diagram表 3 变换器规格参数Tab.3 Converter specification parameter table参数数值低压侧电压 VL/V96高压侧电压 VH/V700输入电感 L/H200传输电感 Ls/H60钳位电容 Cs/F220飞跨电容 Cf/F220倍压电容 Co1、Co2/F220开关频率 fs/kHz50变压器匝比 N1N2N37720相同。图 12 为传输电感两侧的高频方波电压 Vab和Vcd及升压电感电流 iL的波形。其中两方波电压匹配,幅值均为 350 V。升压电感电流均值为 10 A,功率为 1 kW,与理论分析相同。图 13 为传输电感电压 VLs和电流 iLs的波形,其中传输电感电压 VLs存在幅值为零即电流斜率为零的阶段,有效地降低了开关管的电流应力,与理论分析一致。5.2 反向降压模式 在反向传输功率 3 kW 的情况下,变换器电路高频方波电压 Vab和 Vcd、传输电感电压 VLs和电流 iLs波形如图 14 所示。传输电感两侧的高频方波电压Vab和 Vcd的幅值均为 350 V,峰峰值为 700 V。传输电感电压在功率传输阶段幅值为零,则电流斜率为零,有效降低了电流峰值和功率管的电流应力。5.3 软开关实验 实现软开通条件是功率管开通前谐振电流需将结电容内的电荷抽出,使其漏源电压降到零后再施加开通信号。谐振电流越大,越容易将电荷抽出,漏源电压越快降到零,则越容易实现零电压开通。图 10 正向模式 Vab、Vcd和 iLs仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of Vab,Vcdand iLsof transmission inductor current in forward mode图 11 输入输出电压 VL、VH和钳位电压 VCs实验波形Fig.11 Experimental waveforms of input and output voltagesVL,VHand clamping voltage VCs张纯江,乔玉玺,谢季芳,等.三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器及工作特性分析J.电工电能新技术,2023,42(3):1-12.9 图 12 正向模式 Vab、Vcd、iL实验波形Fig.12 Forward mode steady-state experimental waveformsof Vab,Vcd,iL图 13 正向模式 VLs和 iLs实验波形Fig.13 Forward mode steady-state experimentalwaveforms of VLs,iLs图 14 反向模式 Vab、Vcd、VLs和 iLsFig.14 Reverse mode Vaband Vcd,transmissioninductor voltage VLsand current iLs 励磁电感取1 mH 时实验波形如图15(a)所示。功率管 S1两端电压在驱动信号由低电平变为高电平时刻未能降至零,不能实现零电压开通。励磁电感为500 H 时如图15(b)所示,漏源极两端电压降为零后,驱动信号才由低电平变为高电平,实现零电压开通。功率管 S3在相同励磁电感取值情况下开通过程如图 16 所示,与功率管 S1类似,励磁电感为1 mH 时处于硬开通状态,励磁电感为 500 H 时,可实现零电压开通。表明在一定范围内,励磁电感越小,低压侧越容易实现软开关。如图 17、图 18 所示,在减小励磁电感后,高压侧功率管 S5的零电压开通范围明显减小,S6由零电图 15 S1的漏源电压 VDS1、驱动信号 VGS1Fig.15 Experimental waveform of VDS1,VGS1图 16 S3的漏源电压 VDS3、驱动信号 VGS3Fig.16 Experimental waveform of VDS3,VGS3压开通变为硬开关,表明在一定范围内,励磁电感越小,高压侧越不容易实现软开关。根据上述实验结果,选取励磁电感为 700 H,对原副边功率管的软开关进行实验验证,同时验证结电容容值对软开关的影响,给功率管并联电容以达到改变结电容容值的效果。如图 19(a)所示,在开通时刻功率管 S1并联电容(200 pF)的谐振电流值为-4 A,可实现 ZVS 开通。增大并联电容到500 pF后如图 19(b)所示,谐振电流减小为-2 A,此时 S1处于临界 ZVS 开通。功率管 S3的开通过程与10 电 工 电 能 新 技 术第 42 卷 第 3 期图 17 S5的漏源电压 VDS5、驱动信号 VGS5Fig.17 Experimental waveform of VDS5,VGS5图 18 S6的漏源电压 VDS6、驱动信号 VGS6Fig.18 Experimental waveform of VDS6,VGS6S1类似,在 700 H 励磁电感下也可以实现 ZVS,但增大并联电容后谐振电流值减小了,不利于零电压开通的实现。图 20 为高压侧功率管 S5在并联电容分别为200 pF 和 500 pF 情况下的实验波形,可以看出,对于两种电容值在 700 H 励磁电感下 S5均能实现ZVS。在增大并联电容后,功率管 S5的谐振电流也都有不同程度的衰减,不利于零电压开通的实现。功率管 S6的开通过程与 S1类似。实验表明,在一定范围内,功率管的并联电容越小,越容易实现图 19 S1的漏源电压 VDS1、漏源电流 iS1Fig.19 Experimental waveform of VDS1,iS1图 20 S5的漏源电压 VDS5、漏源电流 iS5Fig.20 Experimental waveform of VDS5,iS5ZVS,与理论分析相一致。利用 PA333H 型高精度功率仪测量不同功率的效率曲线如图 21 所示,最高效率为 98.18%。6 结论 本文研究了三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器,详细分析了在 PWM 加移相控制方式下的工作原理,在 D0.5 情况下正反向各有 4 种工作模式,共 8 种工作模式,以移相角为参量给出了 8 种工作模式区间划分条件。各个模态下分析方式相似,以 A3 模式为例详细分析了功率传输特性,给出了 8张纯江,乔玉玺,谢季芳,等.三电平电流型推挽双向 DC/DC 变换器及工作特性分析J.电工电能新技术,2023,42(3):1-12.11 图 21 样机效率曲线Fig.21 Efficiency curve of prototype种工作模式的功率传输与占空比、桥间移相比和桥内移相比的函数关系。分析了变压器励磁电感和谐振电容(并联电容)对软开关的影响,得到了软开关条件,归纳为:在一定条件下,推挽变压器的励磁电感值越小,越有利于原边功率管实现软开关,不利于副边功率管实现软开关;在一定范围内,功率管并联电容容值越小,功率管越容易实现软开关。在3 kW 实验平台上对该变换器进行了实验研究,验证了该拓扑的正反向功率传输工作原理和软开关实现性,最高效率可达到 98.18%。参考文献(References):1 郭世琦,穆云飞,陈乃仕,等.含电力电子变压器的交直流混合分布式能源系统日前优化调度 J.电工电能新技术,2019,38(2):44-51.Guo Shiqi,Mu Yunfei,Chen Naishi,et al.Day-aheadoptimal scheduling of AC/DC hybrid distributed energysystem with power electronic transformer J.AdvancedTechnology of Electrical Engineering and Energy,2019,38(2):44-51.2 牛耕,孔力,周龙,等.含分布式电源的配电网的供电恢复技术研究综述 J.电工电能新技术,2017,36(9):51-62.Niu Geng,Kong Li,Zhou Long,et al.Review of powerservice restoration of distribution network with distributedgeneration J.Advanced Technology of Electrical Engi-neering and Energy,2017,36(9):51-62.3 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paper,a three-level current type push-pull bidirectional DC/DC converter isstudied for energy storage in power routers,which has high gain,low current ripple and wide input voltage range.The operating principle under PWM plus phase shift control is studied based on the principle of voltage matching atboth ends of the transfer inductor.The forward and reverse mode