龙门刨床辅助电路设计.docx

5 辅助电路设计 一、给定电源 电压给定原理图 使用2个电位器RP1、RP2及2个按钮子开关S1、S2实现电压给定。S1开关为正、负给定变换开关，输出的正、负电压值的大小依次通过RP1、RP2来调节，其输出电压值得范围是0士l5V，S2为输出控制开关，接通“运行”侧，允许电压输出，接通“停止”侧，则输出恒为零。计数脉冲 接近开关 二、PI 调节器设计 1、电流环 ACR 1.1 调节器结构 采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器，其原理图如图6.1所示。图中iU为电流给定电压，dI为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压cU。图 6.1 PI 型电流调速器 1.2 参数计算 要求系统实现稳态无静差，电流超调量5%i，空载起动到额定转速时的转速超调量10%n。电流调节器按典型I型系统设计,并取参数KT=0.5。已知所用直流电动机参数为：PN=500kW，UN=750V，IN=760A，nN=375 r/min，电动势系数Ce =1.82Vmin/r,电枢回路总电阻R=0.14,允许电流过载倍数=1.5,触发整流环节的放大倍数Ks=75,电磁时间常数lT=0.031s,机电时间常数mT=0.112s,电流反馈滤波时间常数0iT=0.002s,转速反馈滤波时间常数0nT=0.02s。设调节器输入输出电压Unm*=Uim*=Unm=10V,调节器输入电阻R0=40k。（1）、整流装置滞后时间常数Ts：三相桥式电路平均失控时间Ts 0.0017s。（2）、电流滤波时间常数Toi：Toi0.002s（3）、电流小时间常数iT：按小时间常数近似处理：0.0037isoiTTTs 根据设计要求5%i，并保证稳态电流无差，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为：(1)()iiACRiKsWss 检查对电源电压的抗扰性能：0.0318.110.0037liTsTs 电流调节器超前时间常数：0.03ilTs 取电流反馈系数：100.0091.5 760imnUV AI 电流环开环增益：取0.5IiK T，因此 10.50.5135.140.0037IiKsTs 于是，ACR的比例系数为：135.14 0.031 0.140.868975 0.009IiisKRKK 校验近似条件 电流环截止频率：1135.14ciIKs 晶闸管整流装置传递函数的近似条件：111196.133 0.0017cissTs，满足近似条件。忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：1113340.820.180.031cim lsT Tss，满足近似条件。电流环小时间常数近似处理条件：11111180.8330.00170.002cisoisTTss，满足近似条件。按所用运算放大器取040Rk，各电阻和电容值为：00.8689 4034.76iiRK Rkk，取35k 630.0310.89 100.8935 10iiiCFFFR，取0.89 F 63044 0.0020.2 100.240 10oioiTCFFFR，取0.2 F 按照上述参数，电流环可以达到动态跟随性能指标4.3%5%i 2、转速环 ASR 2.1 调节器结构 调节器实现采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式 PI 型转速调节器，其原理图如图 7.1 所示。图中nU为转速给定电压，n为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压iU。图 7.1 PI 型转速调节器 2.2 调节器参数计算 电流环等效时间常数：122 0.00370.0074iITssK 转速滤波时间常数：0.02onTs 转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取 10.00740.020.0274nonITTsssK 电压反馈系数：100.03min375minnmNUVVrnr 按设计要求，选用 PI 调节器，其传递函数为：(1)()nnASRnKsWss 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h=5，则 ASR 的超前时间常数为：5 0.02740.137nnhTs 转速开环增益为：2222216159.8422 50.0274NnhKsh T 于是，ASR 的比例系数为：(1)6 0.009 1.82 0.1129.5622 5 0.03 0.14 0.0274emnnhC TKh RT 校验近似条件 转速环截止频率为:11159.84 0.13721.9NcnNnKKs 电流环传递函数简化条件为：cniIssTK117.630037.014.1353131，满足近似条件。转速环小时间常数近似处理条件为：1111135.1427.4330.02IcnonKssT，满足近似条件。计算调节器的电阻与电容 按所用运算放大器取kR400，则 09.56 40382.6nnRK Rkk，取380 30.1370.3605380 10nnnCFFR，取0.4 F 630440.0 221 0F24 01 0ononTCFFR，取2 F 按退饱和超调量的计算方法计算调速系统空载启动到额定转速时的转速超调量：max*760 0.140.02741.822()()2 0.812 1.59.3%10%3760.112nNnbmTCnzCnT 能满足设计要求 三、电平检测器 电平检测器的功能是将控制系统中连续变化的模拟量转换成“1”或“0”两种状态的数字量，它实际上是一个A/D转换器。一般可用带正反馈的运算放大器构成，并且具有一定要求的回环继电特性，其原理、结构及回环继电特性如图7所示。a)原理图 b)结构图 c)回环继电特性 图 7 电平检测器原理图、结构图及其回环继电特性 继电特性的回环宽度为:ksr2sr1scm2scm1 U UU K1(UU)一一 (5-1)式中，K1为正反馈系数，K1越大，则正反馈越强，回环宽度就越小；Usr2和Usr1分别为输出由正翻转到负及由负翻转到正所需的最小输入电压；Uscm1和Uscm2分别为反向和正向输出电压。逻辑控制系统中的电平检测环宽一般取0.20.6V，环宽大时能提高系统抗干扰能力，但环太宽时会使系统动作迟钝 电平检测器根据转换对象的不同，又分为 DPT 与 DPZ.图 8 转矩极性极性鉴别器 DPT 电路及特性 图 9 零电流检测器 DPZ VD1VD3VD2VD1VD3VD250%UI Ui0 1 0 Uexm2 Uex Uin Uexm1 Uin +K+Uex 1 0 UT UI*4.44.4 无环流逻辑控制器无环流逻辑控制器 DLCDLC 的设计的设计 无环流逻辑控制器的任务是：根据可逆系统的运行状态，正确地控制两组晶闸管装置触发脉冲的封锁与开放，使得在正正晶闸管 VF 工作时封锁反组脉冲，在反组晶闸管 VR 工作时封锁正组脉冲。两组触发脉冲决不能同时开放。为了知道是根据什么信息来指挥逻辑控制器的动作，我们首先分析一下系统的各种运行状态与晶闸管装置工作状态的关系。可逆系统共有四种运行状态，即四象限运行。当电动机正转和反向制动时，系统运行在第象限和第象限，它们共同点是电枢电流方向为正（在磁场极性不变时，电磁转矩方向与电枢电流方向相同），这时正组晶闸管 VF 分别工作在整流和逆变状态，而反组晶闸管 VR 都处于待工作状态。当电动机反转和正向制动时，系统运行在第和第象限，其共同点是电枢电流方向为负，这时反组晶闸管 VR 分别工作在整流和逆变状态，而正组晶闸管 VF 都处于待工作状态。由此可见，根据电流的方向（也就是电磁转矩的方向）就可以判断出两组晶闸管所处的状态（工作状态或待机状态），从而决定逻辑控制器应当封锁哪一组，开放哪一组。具体为：当系统要求有正的电枢电流时，逻辑控制器开放正组触发脉冲，使正组晶闸管工作，而封锁反组触发脉冲；当系统要求有负的电枢电流时，逻辑控制器当开放反组触发脉冲，使反组晶闸管工作，而封锁正组触发脉冲。速度调节器 ASR 的输出 Ui*，也就是电流给定信号，它的极性正好反映了电枢电流的极性。所以，电流给定信号 Ui*可以作为可以作为逻辑控制器的指挥信号。DLC 首先鉴别 Ui*的极性，当 Ui*由正变负时，封锁反组，开放正组；反之，当 Ui*负由变正时，封锁正组，开放反组。然而，Ui*的极性变化只是逻辑切换的必要条件，而不是充分条件。从有环流可逆系统制动过程的分析中可以看出这个问题，例如，当正向制动开始时，Ui*的极性由负变正，但当实际电流方向未变以前，仍须保持正组开放，以便进行本组逆变。只有在实际电流降到零时，才应该给 DLC 发出命令，封锁正组，开放反组，转入反组制动。因此，在 Ui*改变极性以后，还需要等到电流真正到零时，再发出“零电流检测”信号 Ui0，才能发出正、反组切换指令，零电流检测”信号 Ui0作为逻辑控制环节的第二个输入信号。逻辑切换指令发出后并不能马上执行，还须经过两段延时时间，以确保系统的可靠工作，这就是封锁延时 t1和开放延时 t2。封锁时间从发出切换指令到真正封锁掉原来工作组的触发脉冲之前所等待的时间。因为电流未降到零以前，其瞬时值是脉动。而检测零电流的电平检测器总有一个最小动作电流值 I0,如果脉动的电流低于 I0而实际仍然在连续变化时，就根据检测到的零电流信号去封锁本组脉冲，势必使正处于逆变状态的本组发生逆变颠覆事故。设置封锁延时后，检测到的零电流信号等待一段时间 t1，使电流确定下降为零，这才可以发出封锁本组脉冲的信号。开放延时从封锁原工作组脉冲到开放另一组脉冲之间的等待时间。因为在封锁原工作组脉冲时，已被触发的晶闸管要到电流过零时才真正关断，而且在关断之后还要一段恢复阻断能力的时间，如果在这之前就开放另一组晶闸管，让可能造成两组晶闸管同时导通，形成环流短路事故。为防止这种事故发生，在发出封锁本组信号之后，必须等待一段时间 t2才允许开放另一组脉冲。由上可见，过小的 t1和 t2会因延时不够而造成两组晶闸管换流失败，造成事故；过大的延时将使切换时间拖长，增加切换死区，影响系统过渡过程的快速性。对于三相桥式电路，一般去 t1=3ms，t2=10ms。最后，在 DLC 中还必须设置联锁保护电路，以确保两组晶闸管的触发脉冲不能同时开放。综上所述，对于逻辑无环流控制器的要求可以归纳如下：（1）两组晶闸管进行切换的必要充分条件是，电流给定信号改变极性 Ui*和零电流检测器发出零电流信号 Ui0，这时才能发出逻辑切换指令。（2）发出切换指令后，须经过封锁延时 td1 才能封锁原导通组脉冲；再经过开放延时 td2后，才能开放另组脉冲。（3）在任何情况下，两组晶闸管的触发脉冲决不允许同时开放，当一组工作时，另一组的脉冲必须被封锁住。逻辑无环流控制器 DLC 的功能及输入输出信号 其原理图如图5.5所示。其主要由逻辑判断电路、延时电路、逻辑保护电路、推电路和功放电路等环节组成。电 平检 测逻 辑判 断延 时电 路联 锁保 护电 流 给 定 极 性 信 号（转 矩 极 性）零 电 流 检 测 信 号封 锁 正 组 脉 冲封 锁 反 组 脉 冲 图5.5逻辑控制器原理图(1)逻辑判断环节 逻辑判断环节的任务是根据转矩极性鉴别和零电平检测的输出UM和UI状态，正确地判断晶闸管的触发脉冲是否需要进行切换(由UM是否变换状态决定)及切换条件是否具备(由UI 是否从“0”变“1”决定)。即当UM变号后，零电平检测到主电路电流过零(UI=“1”)时，逻辑判断电路立即翻转，同时应保证在任何时刻逻辑判断电路的输出UZ和UF状态必须相反。为了确定逻辑判断电路的逻辑机构，先列出各种情况下逻辑判断电路各量之间的逻辑关系于表 1 中。表 1 辑判断电路各量之间的逻辑关系 运行 状态 转矩（电流给定）极性 电枢 电流 逻辑电路输入 逻辑电路输出 Te Ui*UT UZ UF UR 正向 启动 无 1 1 1 0 有 1 0 1 0 正向运行 有 1 0 1 0 正向制动 有（本组逆变）0 0 1 0 无（逆变结束）0 1 0 1 有（制动电流）0 0 0 1 反向 启动 无 0 1 0 1 有 0 0 0 1 反向运行 有 0 0 0 1 反向制动 有（本组逆变）1 0 0 1 无（逆变结束）1 1 1 0 有（制动电流）1 0 1 0 删去上表中的重复项，可得逻辑判断电路真值表，如表 2 所示。表 2 逻辑判断电路真值表 UT UZ UF UR UT UZ UF UR 1 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 1 根据真值表，按脉冲封锁条件可列出下列逻辑代数式：UF=UR（UTUZ+UTUZ+UTUZ）=UR（UT+UZ）若用与非门实现，可变换成)()(ZTRZTRFUUUUUUU 同理，可以写出的逻辑代数与非表达式)(ZZTFRUUUUU 根据上面的两个与非表达式，可以采用具有高抗干扰能力的 HTL 与非门组成逻辑判断电路，如图 5.5 中的逻辑判断电路部分。(2)延时环节 要使正、反两组整流装置安全、可靠地切换工作，必须在逻辑无环流系统中的逻辑判断电路发出切换指令UZ或UF 后，经关断等待时间t1（约3ms）和触发等待时间t2(约lOms)之后才能执行切换指令，故设置相应的延时电路，延时电路中的VD1、VD2、C1、C2起t1的延时作用，VD3、VD4、C3、C4起t2的延时作用。(3)逻辑保护环节 逻辑保护环节也称为“多一”保护环节。当逻辑电路发生故障时，UZ、UF的输出同时为“1”状态，逻辑控制器的两个输出端Ulf和Ulr全为“0”状态，造成两组整流装置同时开放，引起短路和环流事故。加入逻辑保护环节后。当UZ、UF全为“1”状态时，使逻辑保护环节输出A点电位变为“0”，使Ulf和Ulr 都为高电平，两组触发脉冲同时封锁，避免产生短路和环流事故。(4)推环节 在正、反桥切换时，逻辑控制器中的G8输出“1”状态信号，将此信号送入调节器II的输入端作为脉冲后移推信号，从而可避免切换时电流的冲击。(5)功放电路 由于与非门输出功率有限，为了可靠的推动Ulf、Ulr,故增加了V3、V4组成的功率放大级。五、电流反馈与过流保护(FBC+FA)(1)电流反馈与过流保护单元的输入端TA1、TA2、TA3，来自电流互感器的输出端，反映负载电流大小的电压信号经三相桥式整流电路整流后加至RP1、RP2、及R1、R2、VD7组成的3条支路上，其中:R2与VD7并联后再与R1串联，在VD7的阳极取零电流检测信号从“1”端输出，供零电平检测用。当电流反馈的电压比较低的时候，“1”端的输出由R1、R2分压所得，VD7处于截止状态。当电流反馈的电压升高的时候，“1”端的输出也随着升高，当输出电压接近0.6V左右时，VD7导通，使“1”端输出始终钳位在0.6V左右。将RP1的滑动抽头端输出作为电流反馈信号，从“2”端输出，电流反馈系数由RP1进行调节。RP2的滑动触头与过流保护电路相连，调节RP2可调节过流动作电流的大小。图 5.6 电流反馈与过流保护原理图(2)当电路开始工作时，由于 V2 的基极有电容 C2 的存在，V3 必定比 V2 要先导通，V3 的集电极低电位，V4 截止，同时通过 R4、VD8 将 V2 基极电位拉低，保证 V2 一直处于截止状态。(3)当主电路电流超过某一数值后，RP2上取得的过流电压信号超过稳压管V1的稳压值，击穿稳压管，使三极管V2导通，从而V3截止，V4导通使继电器K动作。(4)过流的同时，V3由导通变为截止，在集电极产生一个高电平信号从“3”端输出，作为推信号供电流调节器（调节器II）使用。(5)当过流动作后，电源通过SB、R4、VD8及C2维持V2导通，V3截止、V4导通、继电器保持吸合，持续告警。SB为解除过流记忆的复位按钮，当过流故障排除后，则须按下SB以解除记忆，告警电路才能恢复。当按下SB按纽后，V2基极失电进入截止状态，V3导通、V4截止，电路恢复正常。六、脉冲触发装置GTF KJ006 是由同步检波、锯齿波形成电路、电流综合比较放大 电路、功率放大电路和失交保护电路等部分组成。外电路接线如图所示。锯齿 波斜率决定于 R7、RPl 和 Cl 的数值，对不同的电网电压，KJ006 电路同步限流电阻 R，的选择按下式计算 KJ006 可控硅移相集成触发电路主要适用于直接由交流电供电的双向可控硅或 反向。KJ006 可控硅移相触发电路适用于单相、三相全控桥式供电装置中，作可 控硅的双路脉冲移相触发。KJ006 器件输出两路相差 180 度的移相脉冲，可以方 便地构成全控桥式触发器线路。该电路具有输出负载能力大、移相性能好、正负 半周脉冲相位均衡性好、移相范围宽、对同步电压要求低，有脉冲列调制输出端 等功能与特点。一、电路工作原理：该电路由同步检测电路、锯齿波形成电路、偏形电压、移相电压及锯齿波电 压综合比较放大电路和功率放大电路四部分组成。电原理见下图：锯齿波的斜率 决定于外接电阻 R6、RW1，流出的充电电流和积分电容 C1 的数值。对不同的移 相控制电压 VY，只有改变权电阻 R1、R2 的比例，调节相应的偏移电压 VP。同时 调整锯齿波斜率电位器 RW1，可以使不同的移相控制电压获得整个移相范围。触 发电路为正极性型，即移相电压增加，导通角增大。R7 和 C2 形成微分电路，改 变 R7 和 C2 的值，可获得不同的脉宽输出。KJ006 的同步电压为任意值。七、三相全控桥是整流电路 八、直流电动机参数 已知电动机参数为：PN=500kW，UN=750V，IN=760A，nN=375 r/min，电动势系数Ce=UN-INRa/nN=1.82Vmin/r,电枢回路总电阻R=0.14,允许电流过载倍数=1.5,触发整流环节的放大倍数Ks=75,电磁时间常数lT=L/R=0.031s,机电时间常数mT=0.112s,电流反馈滤波时间常数0iT=0.002s,转速反馈滤波时间常数0nT=0.02s。设调节器输入输出电压Unm*=Uim*=Unm=10V,调节器输入电阻R0=40k。五、参数计算及器件的选择五、参数计算及器件的选择 5.15.1 固有参数的计算固有参数的计算 已知电动机：PN=185W，UN=220V，IN=1.2A，nN=1600r/min，Ra=0.05 机电时间常数取为 Tm=0.1s。主回路中 取 R=0.98；L=2mL；全控桥式整流 m=6；则固有参数 晶闸管整流器滞后时间常数为 Ts=1/2mf=1/2*6*50=0.0017s；取 ACR 限幅值 Uctmax=6V,则 Ks=Ud0/Uctmax=1.05*220/6.25=38.5；取 ASR 限幅值 Uim=6V；电流反馈系数=Ufi/Id=6V/1.2A=5V/A；取电流反馈滤波时间常数 Tfi=0.002s；转速反馈系数=Ufn/n=5.8/1500rmp=0.04V；取转速反馈滤波系数 Tfn=0.01s。5.25.2 电流调节器电流调节器 ACRACR 参数计算参数计算 由于电流环的主要作用是限制电流过大，因此，一般电流环校正为典型型系统。这里，ACR 采用 PI 调节器，并校正为典型型系统。1.确定时间常数 1）整流装置滞后时间常数 Ts 三相式电路平均时间 Ts=0.0017S 2）电流滤波时间常数 Toi 三相式电路每个波头时间为 3.3ms 为了基本滤平波头，取 Toi=2ms=0.002s 3）电流环小时间常数之和 Ti 按最小时间常数处理 Ti=Ts+Toi=0.0037s 求得：Toi=Tfi=0.002s i=Tl=0.025s Ti=Ts+Tl=0.0017s+0.002s=0.0037s Ki=TlR/2KsTi=0.025*0.98/2*5*38.5*0.0037=0.67 取 R0=20K时 Ri=Ki*R0=0.67*20K=13.2K Ci=i/Ri=0.25/25*10=1uF Coi=4Tfi/R0=4*0.002/20*10=0.4uF 则等效电流闭环传递函数为;Wcli=1/5/(2*0.0037s+1)=1/5*(0.0074s+1)5.35.3 转速调节器转速调节器 ASRASR 参数计算参数计算 由于转速的超调与动态速降均可由抗扰指标来衡量，其指标以典型型系统为佳，因此，ASR 采用 PI 调节器，按典型型系统预期特性设计。1）确定时间常数：KiTi=0.5，1/Ki=2T=2*0.0037=0.0074s 2）转速滤波时间常数：Ton=0.01s 3）转速环小时间常数：Tn=1/Ki+Ton=0.0074+0.01=0.0174 取 h=5，求得 ASR 参数为：Tn=2Ti+Tfn=2*0.0037+0.01=0.0174s n=5Tn=5*0.0174=0.087s Kn=（h+1）/2h*CeTm/RTn=6*5*0.137*0.1/2*5*0.004*0.98*0.0174=20 取 R0=20K，则 Rn=Kn R0=20*20=400K Cfn=Tfn/R0=4*0.041/20*10=2uF Cn=n/Rn=0.087/4*105=0.22uF 5.45.4 性能指标校验性能指标校验 1)动态指标 由于电流环校正为典型型系统，其输出 Id 的超调量i=4.3%，调节时间ts=4.14*0.0037=15ms，符合设计要求。又由于转速环校正为典型型系统，并取 h=5，查表可知，=81.2%*Z，因此在额定负载下，起动到额定转速时的超调：n=81.2%*2*0.0174*0.98/1600*0.1*0.137*(1.5*1.2-1.2)=0.2%5%，符合设计要求。2)静态指标 由于 ASR 采用了 PI 调节器，对恒值给定输入及恒值负载扰动均无静差，符合设计要求。九、测速发电机 转速变换(FBS)转速变换用于有转速反馈的调速系统中，反映转速变化并把与转速成正比的电压信号变换成适用于控制单元的电压信号。图5.7为其原理图：图 5.7 转速变换原理图 使用时，将DD03-3(或DD03-2等)导轨上的电压输出端接至转速变换的输入端“1”和“2”。输入电压经R1和RP1分压，调节电位器RP1可改变转速反馈系数。十、反号器(AR)反号器由运算放大器及相关电阻组成，用于调速系统中信号需要倒相的场合，如图5.8所示。图 5.8 反号器原理图 反号器的输入信号U1由运算放大器的反相输入端输入，故输出电压U2为：21U RP1 R3/R1 U（）（5-2）调节电位器RP1的滑动触点，改变RP1的阻值，使RP1+R3=R1，则 21U U 输入与输出成倒相关系。电位器 RP1 装在面板上，调零电位器 RP2 装在内部线路板上（在出厂前我们已经将运放调零，用户不需调零）。