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基于光子学的微波移频方法研究高永胜*谭佳俊王瑞琼(西北工业大学电子信息学院西安710129)摘要：微波移频技术(MFS)广泛应用于电子对抗、卫星通信、频控阵雷达等系统。基于光子学的微波移频方法具有带宽大、频谱纯净等优点。为了探索基于光子学的微波移频性能，该文对比研究了基于声光移频(AOFS)、锯齿波相位调制(SPM)和I/Q调制3种微波光子移频方法，阐释了3种方法的原理，搭建了对应的原理验证系统，对不同的移频方法进行了实验与分析。结果表明，3种移频方法都可以实现精准的微波信号移频，实现大于30dB的杂散抑制比。但3种移频方法也存在各自的局限性：AOFS的工作频率、带宽和移频方向较为固定，可调谐性低；SPM移频与I/Q调制对输入驱动信号要求严格，系统稳定性较差。关键词：微波信号移频；光子学；声光移频；锯齿波相位调制；I/Q调制中图分类号：TN29文献标识码：A文章编号：1009-5896(2023)06-2123-11DOI:10.11999/JEIT220503Research on Microwave Frequency Shift Method Based on PhotonicsGAOYongshengTANJiajunWANGRuiqiong(School of Electronics and Information,Northwestern Polytechnical University,Xian 710129,China)Abstract:MicrowaveFrequencyShift(MFS)technologyiswidelyusedinelectroniccountermeasures,satellitecommunicationsandfrequencydiversearrayradar.TheMFSmethodbasedonphotonicshastheadvantagesoflargebandwidthandpurespectrum.Inordertoexploretheperformance,threeMFSmethodsbasedonAcousto-OpticFrequencyShifter(AOFS),SawtoothPhaseModulation(SPM)andI/Qmodulationarecomparedinthispaper.Theprinciplesofthethreemethodsareillustratedandthecorrespondingverificationsystemsarebuiltforexperimentsandanalysis.TheresultsshowthatthethreemethodscanachieveaccurateMFSwhosespurioussuppressionratiosaregreaterthan30dB.However,thethreemethodssimultaneouslyhavedifferentlimitations:theoperatingfrequency,bandwidth,andfrequencyshiftdirectionofAOFSarerelativelyfixedwhichmeansthetunabilityislow;methodsbasedonSPMandI/Qmodulationhavestrictrequirementsontheinputdrivingsignalwhichleadstopoorstability.Key words:MicrowaveFrequencyShift(MFS);Photonics;Acousto-OpticFrequencyShifter(AOFS);SawtoothPhaseModulation(SPM);I/Qmodulation1 引言微波移频器或变频器作为一种能够改变输入微波信号频率的器件，广泛应用于电子对抗1、多普勒测速2、雷达设备测试3、通信信道化接收4以及频率分集阵列信号产生5等系统中。传统的微波信号移频方法主要利用微波I/Q混频器实现单边带调制。但受电子I/Q混频器的影响，普遍存在工作带宽窄、I/Q幅相失衡等问题，逐渐难以满足雷达、电子对抗等系统对大瞬时带宽、宽频段覆盖、低杂散失真能力的迫切需要。微波光子学是结合了微波技术和光子技术的新型技术，它可以利用光子技术大带宽、低频率相关损耗、抗电磁干扰的固有优势，实现微波信号高质量产生、传输和处理68。基于微波光子的微波信号移频技术，预期可以克服模拟电子系统所面临的电子瓶颈问题，为超宽带微波信号移频提供一种更为有效的解决方案。目前报道的基于微波光子的微波信号频移方法包括：声光移频(Acousto-Optic收稿日期：2022-04-24；改回日期：2022-09-06；网络出版：2022-09-27*通信作者：高永胜基金项目：国家自然科学基金(61701412)，全国博士后创新人才支持计划(BX201700197)，中国博士后科学基金(2017M623238)，陕西省重点研发计划(2021GY-096)FoundationItems:TheNationalNaturalScienceFoundationofChina(61701412),ThePostdoctoralInnovationTalentsSupportProgram(BX201700197),ChinaPostdoctoralScienceFounda-tion(2017M623238),TheKeyResearchandDevelopmentPro-gramofShaanxiProvince(2021GY-096)第45卷第6期电子与信息学报Vol.45No.62023年6月JournalofElectronics&InformationTechnologyJun.2023FrequencyShifter,AOFS)911、微波光子I/Q调制1221、锯齿波相位调制(SawtoothPhaseModu-lation,SPM)2224等。自1986年全光纤AOFS结构被报道9，国内外对声光器件进行了大量的研究。在基于AOFS的微波移频方面，2019年底中科院上海光机所和中电51所研究团队10提出基于双路声光移频的多普勒频移架构。2020年，中电38所11利用声光频移技术产生多普勒雷达干扰信号，工作频段为220GHz，移频范围1MHz，最小移频量为10Hz。借鉴传统基于微波I/Q混频的移频方法，可构造微波光子I/Q混频器，将微波信号与频偏分量单边带上变频，从而实现对微波信号的频移控制。微波光子I/Q混频结合了光子双通道混频和移相技术，根据I/Q通道正交相位的实现方法可分为电移相12、色散移相13、光子移相3类1421。20152019年涌现出多种光子I/Q下变频方法，包括光正交混合方法1415、双波长复用方法16、相位偏振级联调制方法17、偏振复用调制方法18等。与传统微波I/Q混频器不同，微波光子技术光电转换的不可逆特性导致以上方法无法实现微波光子I/Q上变频。2016年，南京航空航天大学潘时龙等人19利用偏振复用调制器和宽带正交耦合器，实现了等效单边带矢量调制。2017年本课题组20利用双通道上变频的方法同时实现单边带上变频和矢量信号调制。2020年又提出一种基于微波光子学的宽带雷达目标多普勒频移模拟方法21，通过构建微波光子I/Q上变频系统，直接对微波信号进行I/Q调制，进而改变微波信号的频率。1988年林肯实验室22提出基于SPM的光移频方法，相比其他光频移方法具有结构简单、转换效率高、易于光子集成和稳定控制等优势。2005年，Poberezhskiy等人23报道了一种基于锯齿波的SPM光移频方法，使用分散光脉冲的光谱调制产生超宽带高功率的点锯齿波技术实现了1.28GHz的光移频。上述的这种基于SPM的光频谱搬移技术为基于微波光子的微波信号移频提供了基础条件。2020年，澳大利亚达尔文大学团队在此基础上提出了一种基于锯齿波光移频的微波光子移频方法24，在218GHz带宽下，实现了1MHz的移频，杂散抑制比为3441dB。综上，AOFS,SPM以及I/Q调制是实现微波光子移频的3种有效方法，得到广泛的关注。然而目前很少有文献对这些微波光子移频方法进行系统的对比研究。本文系统阐述了3种微波光子移频方法的原理，并开展验证实验，从工作频率范围、瞬时带宽、移频范围、杂散抑制比、稳定性、可调谐性等多个方面对比3种微波光子移频方法的性能及差异，并分析每种移频方法所适合的应用场景。2 原理2.1 基于AOFS的微波光子移频2.1.1 AOFS原理AOFS结构和工作模式如图1(a)、图1(b)所示，其由信号驱动器、匹配网络、电声换能器(超声发生器)、声光互作用介质、吸声(或反射)装置组成，图1(c)为美国Brimrose公司的相关产品实物图。fd(+)fifsfd(+)在图1(a)、图1(b)所示的AOFS中，信号通过驱动器、匹配网络加载到电声换能器上，产生超声波，超声波在声光介质内传播时，由于弹光效应，介质的折射率发生改变，此时AOFS中的声光介质可以看作一个移动的超声光栅，外部入射的激光通过超声光栅时就会被衍射，这一现象称为声光衍射效应26。入射激光通过声光介质被超声光栅衍射时，其传播方向和频率都将发生变化，衍射光的频率在原入射激光频率上叠加了一个超声频率，从而达到移频的目的，光频的改变量等于外加驱动信号的频率。输出光取正一级衍射光时，输出光的频率为原激光频率 与驱动信号频率之和；输出光取负一级衍射光时，输出光的频率为原激光图1AOFS结构图、工作模式及实物图252124电子与信息学报第45卷fifs频率 与驱动信号频率 之差。输出的衍射光频率可以表示为fd(+)=fi+fs(正一级衍射光)fd()=fi fs(负一级衍射光)(1)2.1.2 基于AOFS的微波光子移频方案基于AOFS和平行链路的微波光子移频方案原理图如图2所示，由激光器、光耦合器、马赫-曾德尔调制器(Mach-ZehnderModulator,MZM)、AOFS、光学带通滤波器(OpticalBand-PassFilter,OBPF)、掺铒光纤放大器(Erbium-DopedFiberAmplifier,EDFA)、光电探测器(PhotoDetector,PD)组成。fcfRFfc fRFfc+fsfRF+fs激光器输出频率为的连续光载波，光谱如图2(a)所示，经过50:50的光耦合器分为上下两路，分别注入MZM和AOFS中。在上路中，光载波在MZM中被待移频的微波信号(频率为)所调制，产生抑制载波双边带调制光信号，光谱如图2(b)所示。经过OBPF后滤出其中一个边带，图2(c)以下边带为例，频率，然后进入EDFA进行光功率补偿。在下路中，光载波进入正一级工作模式的AOFS后，产生频率为的光信号，如图2(d)所示。上下两路光信号经过光耦合后，最终进入PD光电探测输出频率为的微波信号，如图2(e)所示，进而实现微波信号的上移频。同理，fRF fs若要实现微波信号下移频，使PD输出频率为的微波信号，则可以调节OBPF通带波长滤出上边带，或者使用工作在负一阶级模式的AOFS。fs通过改变AOFS的中心频率，可以改变微波信号频移的数值大小。但在实际应用中，AOFS一旦制作好后中心频率便固定，3dB带宽大小为中心频率的10%。2.2 基于SPM的微波光子移频2.2.1 SPM原理E0ejctV sin(st)相位调制工作原理如图3(a)所示，设注入相位调制器的光载波表示为，加载到相位调制器的信号表示为，则调制后输出PM的光信号可以表示为Eout=E0ejct ejV sin(st)V(2)E0cVsV其中，和分别为输入连续光强度和频率，和分别为调制信号幅度和频率，为PM的半波电压。由式(2)可得，调制后光场的相位可以表示为(t)=ct+V sin(st)V=ct+msin(st)(3)m=V/V其中，为PM的调制指数。由相位和频率的关系，可以得到已调信号的频率为图2基于AOFS的微波信号移频结构图图3SPM原理图及驱动信号数学模型第6期高永胜等：基于光子学的微波移频方法研究2125f(t)=d(t)dt=12c+mdsin(mt)dt=fc+m2cos(st)(4)(t)=V t由式(4)可以看出，当调制信号为幅度线性递增函数时，如图3(b)所示，表示为，其中 为该信号归一化的斜率，即幅值的变化速率。可以代入式(7)可以得到已调信号的频率为f(t)=d(t)dt=12c+mdtdt=fc+m2(5)m/2由式(5)可以看出，当用线性电信号驱动相位调制器时，连续光频率移动了一个固定值。但实际情况中，无法产生幅值无限增大的线性信号，进而可以采用能够周期性归零的锯齿波信号代替上述线性电信号。理想锯齿波可以表示为s(t)=V(t nT)(nT t T+nT,n=0,1,.)(6)Tn其中，为锯齿波信号周期，为整数，其波形如图3(c)所示。可见，在1个周期内，信号是线性的。如果只考虑1个周期内的归一化信号，锯齿波信号可以表示为(t)=V t=V fst(7)=fs=1/Tfs其中，为锯齿波信号的重复率。代入式(5)，移频后的光信号频率为f=fc+m2fs(8)由式(8)可以看出，采用理想锯齿波电信号对连续光进行相位调制时，光信号的频率与锯齿波信号的频率、幅度成正比，与相位调制器的半波电压成反比。当改变锯齿波信号的频率、幅度或者更换相位调制器时，光信号的频谱搬移量也会改变。2.2.2 基于SPM的微波光子移频方案基于SPM的微波移频原理图如图4所示，主要由激光器、光耦合器、MZM、相位调制器、OBPF、PD组成。与图2所示的基于AOFS移频结构不同的是将AOFS替换为PM，并且驱动信号改为锯齿波。根据2.1节原理，SPM光移频方向以及OBPF对正负光边带的选择都会影响微波信号的上下移频方向。由式(8)可知，通过改变锯齿波的重复率和幅度可以改变微波移频的大小，通过改变输入锯齿波斜率的极性可实现上移频和下移频的转变，因此具有良好的调谐特性。2.3 基于I/Q调制的微波光子移频fsfc+fsfRF+fs基于I/Q调制的微波光子移频方案如图5所示，主要由激光器、偏振复用双平行马曾调制器(Polar-izationDivisionMultiplexingDual-ParallelMach-ZehnderModulation,PDM-DPMZM),EDFA,OBPF,偏振控制器、起偏器、PD组成。激光器输出的光载波注入PDM-DPMZM，直接数字合成器(DirectDigitalSynthesizer,DDS)产生一组正交信号(频率为，相位差为90)分别注入X-DPMZM进行I/Q调制，实现光载波的移频()，微波信号进入Y-DPMZM对光载波进行抑制载波双边带调制，最终两路调制信号通过PBC偏振复用后进入EDFA放大，然后通过OBPF滤除一个调制光边带，经过偏振控制器和起偏器后输入PD进行拍频，得到移频后的微波信号()。以上分析中，I/Q信号的相位差为90。当I/Q信号的相位差为90时，光频谱搬移量反向，图4基于SPM的微波信号移频结构图2126电子与信息学报第45卷fs最终得到反方向的移频()。另外，通过改变X-DPMZM主调制器的正交偏置点(90)，也可以改变微波信号移频的方向。3 实验及分析为了验证基于AOFS,SPM和I/Q调制3种微波光子移频方案的可行性及优缺点，分别搭建了3套实验系统进行测试。3个实验涉及的主要实验器材型号和其主要参数如表1所示。3.1 基于AOFS的微波光子移频在实验中，根据原理图2所示连接各器件和仪器。待移频的微波信号及驱动AOFS的信号均由微波信号源产生，频率分别为15GHz和500MHz，功率分别15dBm和5dBm。将驱动信号功率放大至1W后注入AOFS进行光频谱搬移，光载波移频前后的光谱图如图6(a)所示。调节直流源电压使MZM工作在最小点，实现抑制载波双边带调制，光谱如图6(b)中红色实线所示。OBPF的中心频率设置为193.38THz，3dB带宽为20GHz，通带曲线如图6(b)中黑色虚线所示。OBPF将光信号的下边带滤出，如图6(c)所示。OBPF滤出1阶光带与AOFS移频后的光信号耦合，通过PD探测后可得到频率为15.5GHz的上移频信号，频谱如图7中红色曲线所示。改变OBPF的通带，滤出+1阶光边带，则PD可输出频率为14.5GHz的下移频信号，频谱如图7中黑色曲线所示。本实验中采用的AOFS为+1级衍射，实际应用中也可以更换为负一级衍射的AOFS来实现上下移频的切换，实验效果类似。从图中可以看出，无论是上移频还是下移频，其边带杂散抑制比大于45dB。AOFS的3dB工作带宽一般为中心频率的10%，因此本实验采用的500MHz工作带宽AOFS为例，其3dB带宽为50MHz(25MHz)。微波信号频率保持在15GHz，驱动信号频率以10MHz为步进依次从450MHz增加到550MHz，分别测量PD输出上移频后的微波信号频谱，如图8(a)所示。另外，更换1阶衍射的AOFS来实现下移频，结果如图8(b)所示。可以看到，当驱动信号为500MHz时，表 1 实验器材型号和参数表器件名称型号器件名称型号激光器KG-DFB-40-C32微波信号源Agilent,E8256DMZMAZ-DV5-65-PFA-PFA-SSZ818OBPFEXFOXTM-50AOFSIPF-500-50-1550-2FPPDFinisarBPDV2150RPM功率放大器PM-DV5-40-PFA-PFA-LVCMP-0.122G-3329-K直流源光谱仪GwinstekGDP-4303SBOSABOSA400C+LPDM-DPMZMFujitsuFTM7977HQA频谱仪R&SFSQ40函数发生器JunctekPSG9060图5基于I/Q调制的微波光子移频第6期高永胜等：基于光子学的微波移频方法研究2127上下移频效率最高(移频后光信号功率与移频前光信号功率的比值)。随着驱动信号频率不断偏离中心频率，其输出信号功率不断降低，3dB带宽约为50MHz，与理论一致。3.2 基于SPM的微波光子移频根据原理图4所示连接各器件和仪器。实验中设置待移频的微波信号频率和功率分别为15GHz和15dBm。采用函数发生器产生幅度为6V、重复率为500kHz的锯齿波，占空比设置为最大99.99%。锯齿波信号通过PM对光载波进行了500kHz正向频谱搬移。该方法中，OBPF频率响应、OBPF前后光谱与图6类似。由于PM移频量为500kHz，无法通过光谱仪来分辨，因此光移频前后的光谱这里不再给出。15GHz的微波信号经过500kHz上移频后的电谱如图9中蓝色曲线所示。为了便于对比，在图9中用黑色曲线表示未经移频的信号频谱。与基于AOFS的移频方案不同，基于SPM的微波光子移频方法可通过直接改变锯齿波的斜率方向来实现上下移频的切换，可调谐性更好。在实验中，将锯齿波占空比改为0%，实现斜率方向切换，其他实验条件不变，得到的信号频谱如图9中红色曲线所示，可以看到微波信号频率在15GHz的基础下降了500kHz，功率基本不变。实验中设置函数发生器产生的锯齿波重复率在100kHz2MHz之间变化，其余参数保持不变，上下移频后频谱如图10(a)所示。可以看出，基于SPM的微波信号移频可以实现50kHz2MHz精准的微波信号移频，移频量等于输入锯齿波信号的频率，功率波动小于1dB。由于函数发生器的带宽有限，当产生高频率的锯齿波信号时，信号失真图6实验光谱图图7PD输出的上下移频500MHz信号频谱图图8中心频率为15GHz的频移信号频谱2128电子与信息学报第45卷加剧，最终导致移频后频谱纯度下降，杂散抑制比降低。在实验中，函数发生器产生的锯齿波信号重复率从10kHz到15MHz变化，分别观察移频后信号功率与最大杂散分量功率，并计算杂散抑制比，曲线如图10(b)所示。从图中可以看出，当频率小于2MHz时，杂散抑制比基本大于30dB，随着移频量的增加，杂散抑制比迅速下降。锯齿波信号的占空比同样影响杂散抑制比。若占空比为0%或100%时，该锯齿波波形只有一种斜率，能够得到特定移频量的纯净移频信号。当占空比介于二者之间时，锯齿波波形具有两种斜率，导致移频后出现新的分量，最终杂散抑制比和移频效率下降。实验中设置锯齿波信号的重复率为400kHz，占空比分别从0%到15%变化，其余参数不变，测量移频信号功率和杂散分量功率随不同占空比的变化曲线，结果如图11(a)所示。可以看出，当锯齿波信号占空比为0%时，其移频效率最高，移频后信号功率最高可达20.8dBm，杂散分量功率为61.53dBm，杂散抑制比可达40.48dB；随着占空比从0%到15%变化，移频效率和杂散抑制比迅速恶化。同样，设置占空比从85%到99.99%变化，测试结果如图11(b)所示。当占空比为99.99%时，其移频后信号功率为21dBm，杂散抑制比达到38.9dB。要使移频后杂散抑制比高于30dB，则锯齿波信号的占空比要大于99%或小于1%。m/2fsm/2由理论可知，当锯齿波重复率和占空比一定时，可通过改变锯齿波信号的幅度来改变其斜率，进而改变对微波信号的移频量。且只有当为整数时，移频量才是 的整数倍，可以得到稳定的频谱；当不是整数倍时，理论上求得的非整数移频量不会出现，而会出现两个频率相近的杂散图9SPM方法得到的500kHz上下频移信号频谱图10不同频率下移频性能对比图11移频后杂散抑制比随占空比的变化第6期高永胜等：基于光子学的微波移频方法研究2129m/2频率。实验中分别设置锯齿波幅度为0V,6V,12V,18V,24V，计算得到对应的分别为0，1，2，3，4，其移频后结果如图12所示。可以看到，在不同的幅度下，频率为400kHz的锯齿波可分别实现400kHz,800kHz,1.2MHz,1.6MHz的移频，杂散抑制比基本大于25dB。m/2m/2当不是整数时，其移频后主要功率按比例分配在两个相邻边带上。实验中将锯齿波幅度分别设置为0V,1.5V,3V,4.5V,6V，计算出对应的分别为0，0.25，0.5，0.75，1，其移频后频谱如图13所示。可以看出，当锯齿波幅度为1.5V时，15GHz信号的功率大于15.000 4GHz信号；当锯齿波幅度为3V时，15GHz信号的功率与15.000 4GHz信号功率相当；当锯齿波幅度为4.5V时，15.000 4GHz信号功率大于15GHz信号的功率；当锯齿波幅度为4.5V时，大多功率转化到15.000 4GHz移频分量。3.3 基于I/Q调制的微波光子移频根据原理图5连接该实验装置。实验中，任意波形发生器产生的双通道正弦信号功率和频率分别为10dBm和25MHz，两通道相位差90。待移频微波信号由矢量信号源产生，其功率为10dBm，频率为15GHz。通过偏压控制板调节调制器的直流偏置进行I/Q调制。设置OBPF的通带中心频率为193.467THz，3dB带宽为20GHz，其频率响应曲线如图14(a)中黑色曲线所示。经过滤波前的双边带光频谱如图14(a)中红色实线所示，滤波后的光信号频谱如图14(b)所示，微波信号调制得到的1阶光边带被很好的抑制。实验中，通过调节偏振控制器，使偏振复用信号以45进入起偏器，此时PD输出的移频信号功率达到最大值。设置两路I/Q信号的频率同时以5MHz为步进从5MHz变化到25MHz，使用频谱仪测试PD输出的移频信号频谱如图15中实线所示。同时由2.3原理可得，改变I/Q信号的相位差为90(下移频模式)，测得下移频525MHz后的信号频谱如图15中虚线所示。可以看到，在移频范围从25MHz到+25MHz的变化过程中，微波信号图12不同锯齿波幅度下的移频信号频谱图13非理想锯齿波幅度下的移频信号频谱2130电子与信息学报第45卷移频后的频谱质量较好，所需要的移频信号功率保持相对稳定，对杂散分量的抑制比在30dB以上。与基于微波I/Q混频器的移频方法类似，I/Q驱动信号的幅相不平衡会导致移频后信号杂散抑制比的下降。在理想情况下，信号发生器产生的两个正弦信号幅值相等、相位差正交。然而若函数发生器信道误差或射频电缆传输不匹配，I/Q信号会出现幅度和相位不平衡，导致X-DPMZM输出的光信号同时存在1阶光边带，最终PD输出的信号同时含有上移频和下移频微波信号。通过VPI软件模拟杂散抑制比随幅相不平衡的变化曲线，结果如图16所示。可以看出，幅度和相位不平衡对杂散抑制比具有明显的影响。为了使杂散抑制比高于30dB，幅度不平衡应该控制在0.10.2dB，相位不平衡应该低于4。3.4 3种方法对比分析经过上述理论和实验分析，基于3种不同原理的微波光子移频方法特性对比如表2所示。3种微波光子移频方法得益于光子技术的大带宽特性，具有较宽的工作频率范围和瞬时带宽。其中，AOFS和SPM方案采用的MZM带宽可达65GHz，I/Q调制采用的PDM-DPMZM带宽可达40GHz。3种方法都采用了光滤波，受限于光滤波器的边带滚降，一般工作频率范围要在8GHz以上。基于AOFS的移频方式可以实现精准的微波信号移频，移频后频谱纯净，杂散抑制比一般大于45dB，且稳定性好。但AOFS要实现高效率衍射，对驱动信号功率要求较高，本实验中驱动信号功率达到1W；其次，AOFS的中心频率固定，3dB工作带宽一般为中心频率的5%，因此移频量调谐性差。基于SPM的移频方式通过改变锯齿波的幅度、频率、占空比，理论上可以实现任意频率、不同方向的微波信号移频，可调谐性高、系统成本较低。但移频后边带杂散抑制比受锯齿波信号质量影响较大，实际应用中要产生理想的锯齿波，对数模转换器的采样率和有效位数要求较高，因此该移频图14实验光谱图图1515GHz信号移频-25MHz到+25MHz后的频谱图16不同幅相不平衡条件下的边带杂散抑制比第6期高永胜等：基于光子学的微波移频方法研究2131方法在移频量较小时性能良好。当移频量增大时，往往由于所产生的锯齿波不够理想，导致杂散抑制比恶化。另外，该方法对锯齿波有精准的幅度要求，因此稳定性较差。在基于I/Q调制的移频方式中，移频量与I/Q驱动信号频率相同。相比于锯齿波，相互正交的I/Q单频信号产生较为容易，移频量能够覆盖DC40GHz，且移频方向可调、杂散抑制比可达30dB以上。但马增调制器调制效率相对较低，导致移频效率低。另外，为了提高杂散抑制比，要求调制器具有较高消光比、I/Q信号具有较高的幅相平衡度。4 结束语该文阐明了AOFS,SPM,I/Q调制3种光移频原理，并基于3种光移频原理研究了3种微波光子移频方案，证明了基于AOFS,SPM,I/Q调制的微波光子移频在理论和实验上的可行性以及优缺点。实验表明，3种移频方式都可以实现精准的微波信号移频，实现大于30dB的杂散抑制比。基于AOFS的微波光子移频方法杂散抑制比最高，可达45dB，但存在工作带宽窄、可调谐性差等问题；基于SPM的微波光子移频方法具有较好的调谐特性，但移频量受限，且杂散抑制比受制于锯齿波波形；基于I/Q调制的微波光子移频方法具有较大的移频范围和良好的调谐特性，但杂散抑制比对I/Q信号的幅相不平衡度较为敏感。在实际不同应用场合中，可根据移频量、调谐特性、杂散抑制比、稳定性要求等，选择合适的移频方法。参 考 文 献PENGZhang.RealizationofDRFMradartargetsimulatorbasedongeneralinstrumentsC.IETInternationalRadarConference2015,Hangzhou,China,2015:18.doi:10.1049/cp.2015.1470.1曹康,姜成昊,朱精果,等.激光多普勒移频特性研究J.红外与激光工程,2021,50(11):20210116.doi:10.3788/IRLA20210116.CAO Kang,JIANG Chenghao,ZHU Jingguo,et al.FrequencyshiftcharacteristicsoflaserDopplereffectJ.Infrared and Laser Engineering,2021,50(11):20210116.2doi:10.3788/IRLA20210116.ENGELHARDTM,PFEIFFERF,andBIEBLE.AhighbandwidthradartargetsimulatorforautomotiveradarsensorsC.2016EuropeanRadarConference,London,UK,2016:245248.3JIANGWei,ZHAOShanghong,TANQinggui,et 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