改进型SPWM调制下的整流器参数设计与仿真研究.pdf

2 0 2 3年 第3 7卷 第4期测 试 技 术 学 报V o l.3 7 N o.4 2 0 2 3(总第1 6 0期)J O U R N A L O F T E S T A N D M E A S U R E M E N T T E C H N O L O G Y(S u m N o.1 6 0)文章编号:1 6 7 1-7 4 4 9(2 0 2 3)0 4-0 3 1 0-0 6 改进型S PWM调制下的整流器参数设计与仿真研究胡春龙(陕西国防工业职业技术学院 智能制造学院,陕西 西安 7 1 0 3 0 0)摘 要:针对整流器在电网谐波补偿上受主参数影响变化较大,且在调制过程中易产生高次谐波和非线性等问题,以三相电压型P WM整流器为研究对象,提出了一种按照抑制电流谐波要求设计交流电感和依据直流电压对跟随性、抗扰性要求设计直流电容的方法,并对整定后的电感、电容参数在影响补偿性能方面进行了讨论。在整流器的控制策略上提出了一种动态调节的改进型S P WM算法,在S P WM算法中针对调制度的变化量对采样到的信号进行变换,通过D S P实现脉冲的动态调制。在M a t l a b/S i m u l i n k中对系统进行了仿真研究,结果表明系统参数设计和调制方法稳定可靠,动静态性能良好。关键词:P WM整流器;谐波补偿;主参数;S P WM算法中图分类号:TM 4 6 1 文献标识码:A d o i:1 0.3 9 6 9/j.i s s n.1 6 7 1-7 4 4 9.2 0 2 3.0 4.0 0 6P a r a m e t e r D e s i g n a n d S i m u l a t i o n o f R e c t i f i e r U n d e r I m p r o v e d S PWM M o d u l a t i o nHU C h u n l o n g(C o l l e g e o f I n t e l l i g e n t M a n u f a c t u r i n g,S h a a n x i I n s t i t u t e o f T e c h n o l o g y,X ia n 7 1 0 3 0 0,C h i n a)A b s t r a c t:A i m i n g a t t h e p r o b l e m s t h a t t h e r e c t i f i e r i s g r e a t l y a f f e c t e d b y t h e m a i n p a r a m e t e r s i n t h e p o w e r g r i d h a r m o n i c c o m p e n s a t i o n,a n d i t i s e a s y t o p r o d u c e h i g h-o r d e r h a r m o n i c s a n d n o n l i n e a r i t y i n t h e m o d u l a t i o n p r o c e s s,t a k i n g t h e t h r e e-p h a s e v o l t a g e s o u r c e PWM r e c t i f i e r a s t h e r e s e a r c h o b j e c t,a m e t h o d o f d e s i g n i n g A C i n d u c t a n c e a c c o r d i n g t o t h e r e q u i r e m e n t s o f r e s t r a i n i n g c u r r e n t h a r m o n i c s a n d D C c a p a c i t a n c e a c c o r d i n g t o t h e r e q u i r e m e n t s o f D C v o l t a g e o n f o l l o w-u p a n d i mm u n i t y i s p r o p o s e d.T h e i n f l u e n c e o f c a p a c i t a n c e p a r a m e t e r s o n c o m p e n s a t i o n p e r f o r m a n c e i s d i s c u s s e d.I n t h e c o n t r o l s t r a t e g y o f t h e r e c t i f i e r,a n i m p r o v e d S PWM a l g o r i t h m w i t h d y n a m i c r e g u l a t i o n i s p r o p o s e d.I n t h e S PWM a l g o-r i t h m,t h e s a m p l e d s i g n a l i s t r a n s f o r m e d a c c o r d i n g t o t h e c h a n g e i n m o d u l a t i o n s y s t e m,a n d t h e d y n a m-i c m o d u l a t i o n o f p u l s e i s r e a l i z e d b y D S P.T h e s y s t e m i s s i m u l a t e d i n M a t l a b/S i m u l i n k.T h e s i m u l a t i o n r e s u l t s s h o w t h a t t h e s y s t e m p a r a m e t e r d e s i g n a n d m o d u l a t i o n m e t h o d a r e s t a b l e a n d r e l i a b l e,a n d t h e d y n a m i c a n d s t a t i c p e r f o r m a n c e i s g o o d.K e y w o r d s:PWM r e c t i f i e r;h a r m o n i c c o m p e n s a t i o n;m a i n p a r a m e t e r s;S PWM a l g o r i t h m0 引 言随着电力电子技术的快速发展,功率开关器件的大面积应用使得电网面临大量的谐波污染,严重影响电网的运行安全。三相电压型PWM整流器(V o l t a g e S o u r c e PWM R e c t i f i e r,V S R)作为电力电能变换装置的核心器件,因具有单位功率因数、双向电流流动、直流侧电压输出恒定,输入收稿日期:2 0 2 2-0 5-1 6 基金项目:陕西国防工业职业技术学院2 0 2 3年度科研计划资助项目(G f y 2 3-3 4)作者简介:胡春龙(1 9 8 8-),男,讲师,硕士,主要从事机电一体化技术研究。E-m a i l:x k_h u m a t 1 6 3.c o m。电流谐波含量低等优点,被广泛应用于电网电能质量治理中1。但V S R对谐波的补偿性能却与主参数的设定关系密切,主要包括交流侧电感、直流侧电容和电压等参数,它直接关乎着V S R装置的硬件选型和补偿效果,所以,如何准确选取V S R主参数意义重大2。同时,V S R运行的可靠性和稳定性又与其控制方法的先进性密不可分,其中,正弦脉冲宽度调制(S i n u s o i d a l PWM,S PWM)相对于其他采样方法在V S R的控制过程中可以产生较少的谐波污染且功率因数高,但V S R在电网单位周期内的瞬时电流变化较大,从而使功率管的占空比发生突变而产生畸变电流3。本文提出了一种动态调节的改进型S PWM算法,在V S R整定的参数基础上通过D S P实现脉冲的动态调制,在S PWM算法中针对调制度的变化量对采样到的信号进行反变换,得到双极性下的正弦值与载波比较后做S PWM处理,实现对V S R功率器件的调制。1 三相V S R拓扑结构三相V S R拓扑结构如图 1 所示,图中uk,ik(k=a,b,c)分别为交流网侧三相电压和三相电流,R为线路等效电阻,L为网侧滤波电感,S1S6为功率开关器件,由此组成三相全控整流器;C为直流侧滤波电容,Ud c为直流母线电压,RL为直流侧负载电阻,iL为负载电流4。图 1 三相V S R拓扑结构F i g.1 T h r e e p h a s e V S R t o p o l o g y根据图 1,在开关函数的基础上搭建三相V S R的数学模型。由基尔霍夫电压、电流定律列出各回路电压方程和节点电流方程,整理后可得三相V S R在a,b,c三相对称静止坐标系下的数学模型为Ldiadt=ua-R ia+Sb+Sc-2Sa3Ud c,Ldibdt=ub-R ib+Sa+Sc-2Sb3Ud c,Ldicdt=uc-R ic+Sa+Sb-2Sc3Ud c,CdUd cdt=Saia+Sbib+Scic-iL,(1)式中:Sk(k=a,b,c)为逻辑二值开关函数,其中,Sk=0表示下桥臂导通、上桥臂断开;Sk=1表示上桥臂导通、下桥臂断开。根据等功率变换原则,对式(1)进行C l a r k-P a r k同步变换到d q旋转坐标系下的数学模型为Ldiddt=ud-R id+L iq-SdUd c,Ldiqdt=uq-R iq+L id-SqUd c,CdUd cdt=32(Said+Sqiq)-iL,(2)式中:ud,uq为电压在d q坐标系下的分量;id,iq为电流在d q坐标系下的分量;Sd,Sq为d q坐标系下的开关函数5。2 三相V S R主参数设计2.1 交流侧电感设计图 2 所示为三相V S R在交流侧的矢量稳态关系,图中矢量E为电动势,矢量V为相电压,矢量VL为电感电压,矢量I为相电流。在I幅值一定的条件下,若保持|E|恒定,则可通过控制矢量V的相位角和幅值来实现V S R的四象限运行,且矢量V将沿半径为|VL|的圆轨迹进行变化,而由|VL|=L|I|可知,交流侧电感L直接受到矢量稳态关系的约束。图 2 V S R交流侧矢量稳态关系F i g.2 V S R A C s i d e v e c t o r s t e a d y s t a t e r e l a t i o n s h i p当直流侧电压Vd c给定后,V S R交流侧电压峰值|V|m a x即可确定,且两者关系为Vm a x=MVd c,(3)式中:M为三相V S R调制度。当Vd c一定时,在S PWM的调制下,|V|m a x为一恒定值。为了保证V S R的四象限运行特性,图1中点F应可在圆轨迹上的任意位置进行移动,所以,V S R需要有足够大的|V|输出,又由于|V|MVd c,故交流侧电感L必须加以限制6。113(总第1 6 0期)改进型S P WM调制下的整流器参数设计与仿真研究(胡春龙)2.1.1 电感上限值设计对电感上限的设计,需要一个不等式来确定电感上限的取值范围。通过式(3)发现,最大电压利用率下交流侧电压最大值为MVd c,那么就可依据直流电压利用率指标要求找到这个不等式,即VmMVd c。(4)又由V S R交流侧矢量稳态几何关系和余弦定理可知L=Ems i n+E2ms i n2+V2m-E2m Im,(5)式中:Em为电动势峰值;Im为基波相电流峰值;Vm为基波相电压峰值。将式(4)代入式(5)可得LEms i n+E2ms i n2+M2V2d c-E2m Im。(6)从式(6)即可得到满足直流电压利用率下的电感上限取值范围。2.1.2 电感下限值设计对电感下限值的设计和上限设计类似,也需找到一个满足电感下限取值范围的不等式,在本文中以电流谐波抑制为指标要求建立相关不等式。由三相V S R的拓扑结构可知,在忽略相电阻的情况下,a相电压方程可写为LdiadtVs a-Vd cSa,(7)式中:Sa为二值逻辑开关函数;ia为交流侧相电流;Vs a为交流电动势相对于逆变桥的对地电压。分析在电流峰值处附近的1个P WM周期Ts中电流跟踪过程,可以得到图 3 所示的电流跟踪波形。图 3 电流峰值附近电流跟踪波形F i g.3 C u r r e n t t r a c k i n g w a v e f o r m n e a r c u r r e n t p e a k由图 3 可知,在电流峰值附近1个开关周期内,|i1|=|i2|,且考虑到Sb=Sc=0时,得到电流脉动为i=i1=i2=(2Vd c-3Em)EmTs2Vd cL。(8)当满足电流最大脉动不超过im a x时,得L(2Vd c-3Em)EmTs2Vd cim a x,(9)式中:im a x为最大允许谐波电流脉动量。这样就得到了满足谐波电流抑制指标要求下的电感下限值的选取。2.2 直流侧电容设计在电容参数的选取上,主要从直流电压对性能指标的不同要求出发进行设计,即电容既不能过大也不能过小。2.2.1 电容上限值设计对电容上限值的设计主要考虑直流电压跟随性指标要求,即电容的选取不能过大,以满足直流电压快速达到给定。在跟随性指标的限制下,要求三相V S R的直流电压应在不大于时间t内,从初始值Vd0跳变到额定值Vd e,又由于Vd eVd0,故可得电容C的上限取值范围为CtRL el nId mRL e-Vd0Id mRL e-Vd e,(1 0)式中:t为上升时间;RL e为直流侧电阻;Id m为直流侧最大充电电流;Vd0为直流电压初始值;Vd e为直流额定电压。当三相V S R在功率开关管不调制的状态下接入交流电网时,由于续流二极管在开关管中的作用,使得三相V S R等效为由三相二极管组成的整流器,其整流后的电压平均值为Vd0=1.3 5Vl。(1 1)一般工程上常取Id m=1.2Vd cRL e,Vd e=3VX=3Vl,(1 2)式中:VX为三相V S R网侧相电压有效值;Vl为线电压有效值。将式(1 1)、式(1 2)代入式(1 0)中化简后得Ct0.7 4RL e。(1 3)这样就得到了满足直流电压跟随性指标要求的电容上限值取值范围。2.2.2 电容下限值设计对电容下限值的选取主要考虑直流电压抗扰性指标要求,即电容的选取不能太小,以满足直213测 试 技 术 学 报2 0 2 3年第4期流电压的稳定性。引起直流电压波动的主要原因是由于负载变化而导致系统输入、输出功率瞬态不平衡,而输入、输出的最大功率偏差则体现在2倍最大电流的变化上,继而使得电感端电压差成为电流发生该变化量的主要因素,由此可得LImtc=UL,(1 4)式中:Im为最大相电流变化;Tc为瞬态过程最大持续时间;UL为电感上最大电压。在瞬态分析过程中,额定功率为平均功率偏差,直流电容上积累着由功率偏差产生的能量偏差总和,由此导致电容电压偏差为Ud c=P TcC Ud c,(1 5)式中:P为系统额定功率;Tc为最大瞬态持续时间。根据电容抗扰性指标要求,直流侧电容电压最大波动不超过Ud cm a x,所以,电容C下限取值范围为CP TcUd cm a xUd c。(1 6)由此得到满足直流电压抗扰性指标要求的电容下限取值范围7。3 改进型S P WM算法设计为使得整流器能够输出平稳波形,本文提出了一种S PWM优化算法设计。首先,对1个周期的调制波进行n等份,得到相同且连续的载波区间为S1=0,Tc,S2=Tc,2Tc,Sk=(k-1)Tc,k Tc,Sn=(n-1)Tc,n Tc,(1 7)式中:Tc为载波周期。若调制度M发生突变的时刻为tk,那么M的变化量为=Mk+1-Mk,(1 8)式中:若大于给定阈值,那么在tk时刻对应的载波周期(m-1)Tc,m Tc 中,调制度在变化前后的平均值为M=Mk+Mk+12,(1 9)式中:M 为调制度修正值,则对应的调制波将修正为Us=Usk+1+Usk2=Mk+Mk+12s i n(t)。(2 0)三角载波与调制波比较后输出功率管的S P-WM驱动信号,调制度将在下1个载波周期后恢复为Mk+1。在调制度较小的变化范围内,若M的变化量小于给定阈值,调制度则不作改变,在第Sn个载波周期(n-1)Tc,n Tc 内,功率管实现脉冲宽度调制的驱动信号由三角波与调制波作差确定。依据等效面积原理,当调制度发生较大幅度突变时,采用改进型S PWM算法可使整流器输出波形产生最大化平滑过渡,如图 4 所示为整流器在不同算法下的实现过程示意图。(a)普通S P WM算法(b)改进型S P WM算法图 4 不同算法下的实现过程示意图F i g.4 S c h e m a t i c d i a g r a m o f i m p l e m e n t a t i o n p r o c e s s u n d e r d i f f e r e n t a l g o r i t h m s由图 4 可以看出,改进型S PWM算法可使整流器输出波形得到明显改善。而在调制度的变化量较小时,虽然对应功率开关器件的脉冲宽度产生突变,但在相邻D S P的采样周期内,由于这种突变极小,从输出曲线上来看,对其畸变的影响程度甚微,且调制度的变化极易受控制器的影响,从而增加了控制难度,故在突变发生时无需对调制度进行重新整定。由以上分析可知,设定一阈值,通过与的比较即可实现对S PWM的动态调整,图 5 所示为改进型S PWM算法的实现流程图。通过对调制度变化量与阈值的比较判断,若,则调整功率管当前采样时刻的导通时间,使其为调制度M变化前后导通时间的均值即可。在D S P事件管理器E V中利用比较寄存器C M P R、周期寄存器T 1 P R和采样时刻正弦函数值之间的关系,通过在不同时刻采样到不同正弦函数值实时改变比较寄存器C M P R的值,从而改变脉冲信号占空比,调制波下对应的正弦函数采样值由算法公式直接求取8。313(总第1 6 0期)改进型S P WM调制下的整流器参数设计与仿真研究(胡春龙)图 5 改进型S P WM算法实现流程图F i g.5 I m p l e m e n t a t i o n f l o w c h a r t o f i m p r o v e d S P WM a l g o r i t h m4 仿真结果与分析4.1 仿真模型搭建为了验证设计的参数和改进算法对V S R运行过程的优化作用,在MA T L A B/S i m u l i n k仿真环境中搭建了三相V S R仿真模型,采用逐步积分数值仿真算法对系统进行了仿真研究,仿真模型如图 6 所示。图 6 三相V S R仿真模型F i g.6 T h r e e p h a s e V S R s i m u l a t i o n m o d e l系统给定参数为:三相交流电网电压u=3 8 0 V;频率f=5 0 H z;三相V S R额定功率P=5 0 k W;负载电阻选取为1 0 0;根据功率管I G B T的特性及对采样频率的要求,开关频率设定为fs=8 0 0 0 H z。在S PWM的调制方式下,依据直流电压利用率指标要求Vd cEmM,设定直流侧电压为6 0 0 V。考虑到单位功率因数且要求交流侧电流脉动小于1 0%,结合式(6)、式(9)代入数值后得电感取值范围 为0.0 0 1 HL0.0 0 6 2 H,分 别 取0.0 0 1 H和0.0 0 2 H对电流纹波仿真结果进行分析。按照电压上升时间不大于0.1 s且要求直流侧电压脉动小于1 0%,结合式(1 3)、式(1 6)代入数值后得0.0 0 1 FC 0.0 0 1 4 F,选取电容值为1 2 0 0?F。4.2 仿真结果在改进型S PWM调制方式下,将电流冲击到最大值1 0 7 A,这样在峰值处得到最大电流脉动。图 7 所示为L=0.0 0 1 H和L=0.0 0 2 H下的电流纹波。图 7 不同电感下的电流纹波F i g.7 C u r r e n t r i p p l e u n d e r d i f f e r e n t i n d u c t a n c e由图 7 可以看出,在最大电流峰值1 0 7 A附近,L=0.0 0 1 H时,电流脉动最大峰值约为1 1 1 A,最小值约为1 0 0 A,电流脉动峰峰值为1 1 A,与理论计算值1 0.7 A相差0.3 A;L=0.0 0 2 H时,电流脉动最大峰值约为1 1 0 A,最小值约为1 0 3 A,电流脉动峰峰值为7 A,与理论计算值7.4 A相差0.4 A。故在2种电感取值下电流纹波均满足要求。图 8 所示为电源a相输入电压与输入电流波形对比图。由图可以看出,电压、电流在0.0 1 s时达到同相位、同频率,实现了V S R的单位功率因数运行,具有较强的跟随性和可靠性。为了验证改进型S PWM调制的优越性,仿真中与普通S PWM调制进行了比较,图 9 所示为2种不同调制下的输出电流曲线仿真对比。从图 9 可以看出,采用普通S PWM调制下的413测 试 技 术 学 报2 0 2 3年第4期输出电流最大变化为6.5 A,采用S PWM优化调制下的输出电流最大变化为2.5 A,稳定性和可靠性均优于普通S PWM调制。图 8 a相电压、电流波形对比F i g.8 C o m p a r i s o n o f p h a s e a v o l t a g e a n d c u r r e n t w a v e f o r m s图 9 不同调制方式下的输出电流比较F i g.9 C o m p a r i s o n o f o u t p u t c u r r e n t u n d e r d i f f e r e n t m o d u l a t i o n m o d e s图 1 0 所示为负载发生变化时,不同调制方式下的直流电压比较,仿真中在0.0 2 s时将负载增加到1 5 0,0.0 5 s时将负载减小到5 0。图 1 0 负载变化时不同调制方式下直流电压比较F i g.1 0 D C v o l t a g e c o m p a r i s o n u n d e r d i f f e r e n t m o d u l a t i o n m o d e s w h e n l o a d c h a n g e s由图 1 0 可以看出,无论在起动阶段或是负载突变阶段,与普通S PWM调制相比,改进型S P-WM调制下的直流电压能快速达到给定且电压超调较小,而普通S PWM调制下的直流电压最大超调超过4 0%,抗扰性较低。5 结 语本文以三相电压型PWM整流器为研究对象,在分析了三相V S R数学模型的基础上,对V S R的主参数进行了设计,分别从抑制电流谐波的指标要求出发讨论了交流电感L的选取方法,从直流电压对跟随性和抗扰性的指标要求出发分析了直流电容C的选取方法。在V S R的调制策略上,设计了一种动态调节的改进型S PWM算法对电压、电流波动进行优化。最后,通过仿真实验对整定的参数和改进算法进行了仿真分析,通过仿真结果的比较发现,V S R参数设计合理可靠,采用改进型S PWM调制时,系统输出电流振荡幅度减小,直流侧电压在负载发生变化时具有较小的超调量,且能快速恢复到给定值,抗干扰能力和稳定裕度得到明显改善,较之普通调制方法具有更高的鲁棒性和稳定性。参考文献:1姚强,曾国辉,黄勃,等.基于萤火虫优化算法的不平衡网压下V S R自抗扰控制J.电子科技,2 0 2 2,3 5(1):7 3-7 9.Y A O Q i a n g,Z E N G G u o h u i,HU A N G B o,e t a l.A c t i v e d i s t u r b a n c e r e j e c t i o n c o n t r o l o f V S R u n d e r u n-b a l a n c e d g r i d v o l t a g e b a s e d o n f i r e f l y o p t i m i z a t i o n a l-g o r i t h mJ.E l e c t r o n i c S c i e n c e a n d T e c h n o l o g y,2 0 2 2,3 5(1):7 3-7 9.(i n C h i n e s e)2陈美锋,王久和,李万军,等.三相P WM整流器混合无源控制策略J.北京信息科技大学学报(自然科学版),2 0 2 1,3 6(6):1-5.C H E N M e i f e n g,WA N G J i u h e,L I W a n j u n,e t a l.A h y b r i d p a s s i v e c o n t r o l s t r a t e g y o f t h r e e p h a s e P WM r e c t i f i e rJ.J o u r n a l o f B e i j i n g I n f o r m a t i o n S c i e n c e&T e c h n o l o g y U n i v e r s i t y(N a t u r a l S c i e n c e E d i t i o n),2 0 2 1,3 6(6):1-5.(i n C h i n e s e)3郭成涛,白云飞,王钊,等.三相P 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