三相功率因数校正课件省公共课一等奖全国赛课获奖课件.pptx

三相功率因数三相功率因数校正（校正（PFC）技术研究技术研究第1页1.三相功率因数定义三相功率因数定义1在PFC电路中基波位移因数为1，所以总功率因数为第2页2.由单相由单相PFC组合三相组合三相PFC233个单相PFC电路组合组成三相PFC电路如图1和图2所表示。优点:能够利用比较成熟单相PFC技术，电路含有 冗余 特征。缺点：（1）使用元器件比较多。需三个外加隔离DC-DC变换器，所以成本较高。（图1）（2）图2电路是三个单相PFC变换器在输出端直接并联而成，电路中三个单相PFC之间存在相互影响，即使加入隔离电感和隔离二极管后也不能完全消除这种影响。电路效率和输入电流THD指标有所下降，不适合于大功率场所应用。（3）开关管过多，损耗比普通三相PFC大 （4）要有复杂输出同时电路第3页 n 图1 3个单相PFC电路组合组成三相PFC第4页 n图2.加入隔离电感和隔离二极管后3个单相PFC电路组合组成 三相PFC第5页 n图3是经过工频变压器把三相电压变换成两个单相，这两相输出电压幅值相同，相位差90。然后用两个单相PFC电路来实现三相PFC功效与图1和图2所表示电路相比，这种电路少用一个单相PFC模块。变压器能够实现PFC电路与输入网侧间隔离作用，而且经过变压器变比设计，能够调整PFC输入电压。但使用变压器增大了系统体积和重量。图3 由两个单相PFC组成三相PFC电路第6页3.三相单开关三相单开关PFC电路电路237n3.1基本电路及原理基本电路及原理2n三相单开关PFC电路如图4所表示。n开关导通期间:电感电流线性上升。各相电流峰值正比于对应各相相电压瞬时值n开关关断期间：加在输入各电感上电压由输出电压与此时相电压瞬时值决定，电感上电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性关系第7页 图4 三相单开关PFC电路可求出各个时段占主导地位电流平均值第8页 n图5 输入相电流波形与升压比M关系 从图5中看出,输入电流平均值强烈依赖于升压比M,只有当M 较大时,输入电流才靠近正弦,即THD 较小7。为了减小网侧输入电流畸变，就需要提升输出电压，但这会增大电路中功率器件开关应力，同时使得后级DC-DC步骤因为输入电压高，而设计困难。第9页3.2 控制电路控制电路3456n控制方案:（1）电压环单环控制3n输入电压与参考电压误差经放大后与三角波比较来控制开关管n因为电压环很慢，保持主开关管开关频率恒定，占空比随负载而改变 图6 电压单环控制第10页 n（2）六次谐波注入法：为了降低输入电流THD，能够在调制波中加入6倍数次谐波，使得总谐波含量降低，使得在满足谐波标准前提下，降低输出直流电压。4第11页 图7 谐波注入PWM控制第12页 n（3）改变开关频率法。这种方法每当三相Boost电感电流均下降到零时，开关管马上导通，开始下一个开关周期。在这种条件下Boost电感工作在DCM与CCM临界情况，因为各个时刻输入电压值不一样，因而开关频率也不一样，即开关是工作在变频情况下。5n优点:因为开关频率改变，谐波不会集中分布在某个开关频率附近而是分布在某个频率区域范围内。这就减小了谐波幅值，PFC电路前EMI滤波器能够设计得比较小。第13页3.3三相单开关三相单开关PFC电路改进电路改进n两个三相单开关管PFC电路交织并联6n这种并联思想是让两个三相单开关管PFC电路尽可能工作在临界状态，两个开关管驱动信号互差180。这么单个三相单开关管PFC电路工作在DCM，但两个模块电流之和可能是连续，输入网侧电流显著减小。n优点：（1）减小输入电流THDn （2）系统等效开关频率提升一倍，减小EMI 体积和重量n缺点：（1）成本提升n （2）两个模块内部相互影响，要加隔离二极管第14页 图7 两个三相单开关管PFC电路交织并联 第15页3.4软开关电路软开关电路23图8 ZCT电路第16页 第17页 图9 ZCT 电路各阶段等效电路第18页3.5小结小结n优点：（1）三相单开关PFC电路结构和控制都很简单，系统成本低。n（2）主开关为零电流开通，开通损耗小。n缺点：（1）输入输出电流纹波较大，对EMI滤波器要求较高。n（2）THD大，功率因数低，要在THD和输出电压间进行折中第19页4三相双开关三相双开关PFC28910n4.1基本电路及工作原理基本电路及工作原理n在三相电路中，三相电流总共有三个自由度，而三相单开关PFC中只使用了一只开关管对电流进行控制，加上三相电流之和为零这个条件，最多只能对两个自由度量进行控制。所以能够经过增加一只开关管来对三相电流进行控制。n图10是直接接交流电源中性点。但四线制要求限制了实际应用。图11电路中，在输入端用三个Y型接法电容来结构浮动中点，这个中点与两只串联开关管公共点相联附。Y型接法三个电容能够在一定程度上减小低次电流谐波。第20页4.2开关管中点接电源中性点开关管中点接电源中性点9n图9 开关管中点接电源中性点4.2.1 基本电路基本电路第21页 图10（a）解耦后上半桥电路（b）解耦后下半桥电路 如图9，中线时电路部分解耦为两部分，上半桥正半周期电压，下半桥负责负半周期电压。第22页4.2.2控制方法控制方法914n本电路工作在恒导通时间临界DCM模式下，开关管开通时间（on-time）是恒定。在一个区间内，以电压绝对值最大那相作为参考电流。（一个区间是120）n 在第N个开关周期内，A相相电流平均值0-60 ：60-120：120-180：第23页4.3开关管中点接人工中性点开关管中点接人工中性点10n4.3.1 基本电路及其工作原理基本电路及其工作原理n图11中电路经过输入端Y型接法三个电容组成中点与两只串联开关中点和两个串联输出电容中点相联接组成三电平电路。电路能够工作在CCM或DCM方式下。一个工作在CCM下控制方法是经过开关S1，S2分别控制正向电压最大相和负向电压最大相电流来实现第24页 图11 开关管中点接人工中性点三相双开关PFC 图12 部分解藕后电路 第25页4.3.2控制方法控制方法图13 控制电路第26页 图14 电流参考波形 图15 控制 第27页 n控制电路由DSP来完成。如图13，Vout-down与Vout-up差经PI Regulator来调整两个中性点NN电压，使Vnn=0。两个电压环（up and down）与Vup相乘，作为电流环参考量 第28页4.3.3 小结小结8n优点：（1）在电路工作时开关管所承受最大电压只有输出电压二分之一，这就能够选择耐压参数小而开关速度快半导体开关器件(如MOSFET)以提升开关频率。n（2）电路工作在CCM下，THD较小，前端EMI滤波器能够设计得比较小n（3）三次谐波消失n缺点：需要检测控制量比较多，控制比较复杂第29页4.4交织并联交织并联11n一个两个双开关三电平电路交织并联方法，电路如图16所表示，能够深入减小输入电流THD值，从而减小EMI滤波器，这种交织并联方法与三相单开关PFC电路交织并联思想是一致。图16 交织并联双开关电路第30页4.5软开关电路软开关电路8n优点：（1）开关S1，S2是在零电压下导通（ZVS）n （2）电路工作在CCM下，THD小n （3）电路控制简单n缺点：（1）开关管电流最大值是三个谐振电流之和n （2）使用元件多，成本高图17 三相双开关谐振电路第31页5 三开关三开关PFCn5.1两个单相两个单相Boost电路串联电路串联8 135.1.1基本电路及工作原理基本电路及工作原理图18三相三开关三电平PFC 图19串联双Boost PFC电路1第32页 图20 串联双Boost PFC电路2 三相三开关PFC电路如图18所表示，其中开关S1，S2，S3是双向开关。因为电路对称性，电容中点电位与电网中点电位近似相同，因而经过双向开关S1，S2，S3可分别控制对应相上电流。开关合上时对应相上电流幅值增大，开关断开时对应桥臂上二极管导通(电流为正时，上臂二极管导通;电流为负时，下臂二极管导通)，在输出电压作用下Boost电感上电流减小，从而实现对电流控制。第33页5.1.2控制方法控制方法13n每过60区间，就改变一次开关状态。在每个区间内都是一个开关很断开，另两个开关管被控制。n比如 在（-3030-3030）区间）区间 双向开关Sa闭合，而Sa，Sb则被高频率控制。这么A相和B相电感电流就会随各自相电压改变。等效电路图为图21.图21 三相三开关三电平（VIENNA）电路等效电路第34页 n而在一个区间里有四种开关组合。如图22。图22 四种开关组合第35页 图23 控制电路框图 第36页 n（1）区域选择电路（region selection circuit）n 依据三相电压来确定对应等效电路n（2）输入多项选择电路（the input multiplexer n circuit）n 选择对应电感电流来组合n (3)关键电路（core circuit）n 实现算法n（4）输出逻辑电路（output logic circuit）n 用Qp，Qn去驱动整流器 第37页5.1.3 其它控制方法其它控制方法（1）滞环控制（2）空间矢量控制（3）让对应相上开关在该相电压正向过零和负向过零时开始 各导通30其余时间开关关断这么来实现功率因数校正 14n该电路显著特点是工作于低频下,无需快速器件,成本低;不需要中线,无三次谐波;满载时功率因数很高;开关应力小,关断压降低;但轻载时特征很差,所以尤其适合于对设备体积要求不高、负载改变不大场所。n优点：(1)控制简单，和三相不控整理相同n (2)开关频率只是网侧开关频率两倍，因而能够选取频 n 率比较低开关器件，系统成本较低。n缺点：这种控制方法下THD比较大，Boost电感值要取得比较大。第38页5.2两个单相两个单相Boost电路并联电路并联13图 24 开关管星形联结 图25开关管三角形联结第39页5.2.1控制方法控制方法n在一个网侧电压周期360内，选择一个60区域，如VaVc0，Vb2.5倍直流母线电压)n采取图39所表示有源箱位谐振直流步骤电路(ACRDCL)能够将电压应力降低到1.3-1.4倍输出电压水平，不过谐振电路仍必须工作很高频率，通常是8-10倍桥路开关频率。第62页 图38谐振直流步骤变换电路第63页 图39有源箝位谐振直流步骤三相PFC电路第64页 n控控制制方方法法：不论是在谐振直流步骤还是有源箱位谐振直流步骤中，开关只能在直流母线谐振到零后才动作，所以在硬开关电路中很成熟PWM和SVM空间矢量控制技术不能直接采取。n为了配合谐振电路谐振过零点，RDCL电路控制策略必须做一些调整，采取离散脉冲调制策略(DPM-discrete pulse modulation)20，这时三相桥臂电路上开关工作频 率 不 再 固 定，这 会 产 生 不 希 望 次 谐 波(sub-harmonics)，理论分析表明，为了产生与PWM控制相同质量输出波形，采取离散脉冲调制策略变换器工作频率必须比硬开关PWM控制高3-4倍。第65页7.3.1.2 PRDCL2122 n为了防止上面提出谐振直流步骤变换器中器件上较高电压应力，而且能采取PWM或者SVM空间矢量控制，人们又提出了并联谐振直流步骤变换器(PRDCL)。n如图40所表示并联谐振直流步骤变换器拓扑，并联谐振直流步骤变换器在直流母线上串联一个辅助开关，而辅助软开关电路并联在桥路两端，在正常工作时，能量在直流母线上传输，在桥路开关切换时，串联在母线上串联开关将母线与输出电容切断，辅助谐振支路将直流母线电压谐振到零，从而使得开关在零电压下切换。电路能够实现PWM控制，不过这个电路使用了三个辅助开关，结构比较复杂。第66页 图40 并联谐振直流步骤(PRDCL)PFC电路第67页 图41 各阶段工作框图 图42 谐振电感电流，电容电压波形第68页7.3.1.3PRDCL与与SPSS结合结合2122图43 分布电容PRDCL 图44 SPSS 工作框图(有错)第69页 图45（a）SPSS开始工作前开关状态（b-1）没有用SPSS时开关 管SL电压应力，（b-2）PRDCL和SPSS结合时开关管SL电 压应力 可见PRDCL和SPSS结合能够有效减小LC震荡时开关管SL电压应力。第70页 n控制方法控制方法：SVPWM 第71页7.3.2交流步骤交流步骤(谐振极型谐振极型)软开软开关拓扑关拓扑22425n在谐振直流步骤软开关拓扑中，辅助谐振电路放置在直流母线与三相桥臂之间，只用一组辅助电路就能够实现桥臂中开关软开关，不过辅助电路中往往会有较大电流应力，产生较大导通损耗。n谐振极型软开关拓扑为每一个桥臂安装一套辅助谐振电路，对于三相电路则需要三套辅助电路，即使增加了系统复杂性，不过辅助电路中功率器件应力小，辅助电路导通损耗小，电路效率高，能够工作在高开关频率，而且能够实现能量双向流动，适合用于大功率场所应用。因为三个桥臂中开关分别能够实现软开关，所以能够采取传统PWM和SVM控制，而不像在谐振直流步骤中那样受到限制。第72页7.3.2.124 图46 ZVT-PWM 3相整流器/逆变器电路图 第73页 图47（a）充电阶段（b）谐振阶段（c）（d）放电阶段第74页7.3.2.225图48 新型ZVT-PWM拓扑图第75页 n假设 ，则SVM次序是V7-V2-V1-V7。图49 空间矢量各个矢量电路图第76页 n可见只有在从V1-V7时，才有开关动作n本拓扑ZVT原理和过程和图48基本相同图 50 软开关各阶段电路等效图第77页7.4 强迫整流三电平整流器强迫整流三电平整流器26图51 拓扑图第78页7.4.1基本电路和工作原理基本电路和工作原理n以A相为例，当S11，S12都闭合时，；当S11，S12都断开时，极性由A相电流方向决定。易知本拓扑共有27种开关量组合。由图51可知，要使整流器输入电流 为正弦电流，则输入端电压 也必须是正弦电压，这是不可能。但我们能够经过选择适当开关量来合成一个含基波正弦和仅有高次谐波输入电压 图51整流器等效电路图第79页 n因为电压极性有该相电流方向决定，所以仅有一个小正六边形内电压矢量是可使用。见图52.图52 开关模式和限制第80页7.4.2控制方法控制方法7.4.2.1 中性点电压控制中性点电压控制n 用矢量（1，0，0）或（0，-1，-1）来调整中性点电压。n用矢量（1，0，0）可对上面电容充电，而对下面没影响；n用矢量（0，-1，-1）恰好相反 第81页7.4.2.2 电流控制电流控制第82页 第83页7.4.2.3 选择开关状态量选择开关状态量nA：仅考虑控制电流：仅考虑控制电流n使 在 反向最多地方。nB：综合考虑输入电流和中性点电压控制：综合考虑输入电流和中性点电压控制n 只要 和 点乘非正，就尽可能多选择矢量（1，0，0）或（0，-1，-1）第84页 图53 开关状态量选择 第85页8.高功率因数整流器控制策略 综述n8.1 控制策略分类 分类标准：电感电流是否连续n不连续导通模式(DCM)：恒频、变频、等面积等n连续导通模式(CCM)：依据是否直接选取瞬态电感电流之分作为反馈和被控制量，有直接电流控制和间接电流控制。n直接电流控制：峰值电流控制(PCMC)、滞环电流控制(HCC)、平均电流控制(ACMC)、预测瞬态电流控制(PICC)、线性峰值电流控制(L PCM)、非线性载波控制(NLC)等n电流控制也能够经过控制整流桥输入端电压方式间接实现，称为间接电流控制或电压控制。第86页8.2DCM控制模式nDCM 控制模式特点:n 输入电流自动跟踪电压且保持较小电流畸变率 n功率管实现零电流开通(ZCS)且不承受二极管反向恢复电流 n输入输出电流纹波较大,对滤波电路要求高;峰值电流远高于平均电流,器件承受较大应力n单相PFC 功率普通小于200W,三相PFC 功率普通小于10kW第87页8.2.1恒频控制 恒频控制时开关周期恒定，电感电流不连续。电感电流在一个开关n周期中平均值为：若Toff 恒定，DC/DC 变换器输入侧等效为阻性负载，整流器交流侧电压电流同相位。实际上Toff 在半个工频周期中并不恒定，造成输入平均电流有一定程度畸变。输出电压与输入电压峰值比值越大,输入电流畸变程度越小。该控制方式下电流THD可控制在10%以内第88页8.2.2变频控制n若Ts=Ton+Toff则输入平均电流只与导通时间相关，保持Ton恒定，输入电流理论上无畸变，这就是变频控制原理。变频控制方式下电流工作于临界DCM 状态n等面积控制方法：它经过控制实际电流在一个开关周期时间积分面积与电流参考信号时间积分面积相等,从而实现输入平均电流与参考电流零误差n谐波注入PWM：在PWM 调制中注入二次谐波，以降低输入电流中三次谐波含量，使THD 从10%降低到5%第89页8.3 CCM 控制模式控制模式nCCM 相对DCM 其优点为:n 输入和输出电流纹波小、THD 和EMI 小、滤波轻易 nRMS 电流小、器件导通损耗小n适合用于大功率应用场所。n直接电流控制优点是电流瞬态特征好,本身含有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。n间接电流控制优点是结构简单、开关机理清楚。第90页8.3.1直接控制法 将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号改变。依据控制器控制方式不一样，较经典控制方式有峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制等第91页8.3.1.1峰值电流控制 将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号改变n缺点:电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD 很小要求 电流峰值对噪声敏感 占空比大于0.5 时系统产生次谐波振荡 需要在比较器输入端加斜坡赔偿。在PFC 中，这种控制方法趋于被淘汰。第92页8.3.1.2滞环电流控制n滞环电流控制最初用于控制电压型逆变器输出交流电流，对Boost 电路而言，它是最简单电流控制方式。滞环控制中没有外加调制信号，电流反馈控制和调制集于一体，能够取得很宽电流频带宽度。n滞环电流控制持点：控制简单、电流动态响应快、含有内在电流限制能力开关频率在一个工频周期中不恒定，引发EMI 问题和电流过零点死区负载对开关频率影响很大，滤波器只能按最低频率设计 滞环宽度对开关频率和系统性能影响大，需合理选取第93页8.3.1.3平均电流控制n平均电流控制,又称三角载波控制，在峰值电流控制基础上，在乘法器输出与比较器之间增加了PI 电流控制器，控制器控制输入电流平均值，使其与电流程控信号波形相同。因为电流环有较高增益带宽、跟踪误差小、瞬态特征很好。平均电流控制特点是:THD 和EMI 小、对噪声不敏感、开关频率固定，适合用于大功率应用场所，是当前PFC 中应用最多一个控制方式第94页8.3.2间接电流控制间接电流控制 间接电流控制是一个基于工频稳态控制方式。图中电感电流i s 由电源电压Us 和整流桥输入电压Uan基波分量决定，当电源电压和电感值一定时，经过控制电压Uan幅值和相位，即可控制输入电流,这就是间接电流控制基本原理，图2b 为电路处于功率因数为1 整流状态时相量图。从相量图能够看出，当Uan1相位超前电源电压时，电感电流反向，整流桥进入逆变状态。经过控制电压Uan1，整流桥可实现四象限运行第95页 第96页