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第二十八卷第二期Vol.28,No.2JOURNAL OF ANHUI ELECTRICAL ENGINEERING PROFESSIONAL TECHNIQUE COLLEGE安徽电气工程职业技术学院学报2023年6 月June 2023基于多阶滞环空间矢量控制的滤波器不平衡控制陆中凯（国网安徽省电力有限公司建设分公司，安徽合肥摘要：滤波器突发故障时，及时、稳定的控制可提高逆变器并网运行能力。文章研究了在坐标系上，基于多阶滞环空间矢量（以下简称多阶滞环）电流调节器的三相并网逆变器的控制策略。当滤波器突然发生故障时，电流调节器充分利用多阶滞环控制的快速性，直接对正序和负序电流进行控制，避免正负序电流的分解，从而满足滤波器不平衡时并网电流的要求。搭建一台2 kVA并网逆变器实验平台上，在平台上进行实验验证，实验结果证明了该控制方法的有效性和正确性。关键词：滤波器不平衡；多阶滞环调节器；并网逆变器中图分类号：TM464巴2 3 0 0 3 1)文献标识码：A文章编号：16 7 2-9 7 0 6(2 0 2 3)0 2-0 0 8 3-0 7Unbalanced Control of Filter Based on Multilevel Hysteresis Space Vector ControlLU Zhongkai(Construction Company of State Grid Anhui Electric Power Co.,Ltd.,Heifei 230031,China)Abstract:The effective control of grid-connected inverter under unbalanced filter condition is able toenhance the ability of grid-connected operation.This paper studies the control scheme of a three-phasegrid-connected inverter with multilevel hysteresis current regulators on the a reference frame.In the caseof filter failure,the celerity of the multilevel hysteresis is fully taken advantage of to control both positiveand negative current component directly without any decomposition,and grid-connected currentrequirements are satisfied.The control target is achieved on the experimental plaform of a grid-connectedinverter,whose capacity is 2 kVA.Experimental results demonstrate the effectiveness and correctness of themethod.Key words:filter unbalance;multilevel hysteresis regulator;grid-connected inverter0引言并网逆变器是新能源发电系统中的重要部件,因为太阳能和风能转化成电能后需通过并网逆变器才能送人电网。工程上通常采用基于PI调节器的电流控制方式，当滤波器突然发生故障时，电感数值不平衡,电压电流分解到dq坐标系上,存在二倍频脉动,为了抑制二倍频脉动，需改进控制算法。滤波器不平衡时,采用传统的双dqPI控制策略，需从dq同步旋转坐标系上解耦分解出电网电压和电流的正序和负序分量，实现正序和负序电流的独立控制。然而，该算法需进行正负序分解，计算量较大，导致算法控制上有所延迟。传统滞环控制算法中各控制器均独立控制，导致开关频率非常不稳定。当并网逆变器发生滤波器不平衡时，采用多阶滞环控制策略有其独特优势，可较大的降低开关频率，具有动态性能好、功耗低以及参数简单易实现等优点，具有十分重要的研究价值。收稿日期：2 0 2 3-0 1-0 3作者简介：陆中凯（19 9 0 一），男，安徽合肥人，电气工程师，硕士研究生，主要从事电气监理相关工作。83安徽电气工程职业技术学院学报第二十八卷第二期1滤波器不平衡条件下并网逆变器的数学模型本文采用L型滤波电路,其电路的拓扑结构如图1所示。图中Uac为直流侧的电压，C为平波电容，Uabe为逆变器输出的三相电压，labe为逆变器输出的三相电流，R为等效电阻，L为交流侧的滤波电感，Eabe为电网的三相电压，是电网电压的角频率。ideLRuaiam16mUle culem图1三相并网逆变器电路拓扑结构在abc坐标系上,根据基尔霍夫电压定律,有：Uabe=Eabe+Rlabe+L式(1)变换到坐标系上,有：Ual=Eab+Rla,+L式(2)变换到dq旋转坐标系上,有：Ea=Ud-(R+L,)la+wLl,LE,=U,-(R+L,)I,+oLla并网逆变器一般采用三相无中线系统，当滤波器不平衡时，逆变器网侧输出的电压电流均含有正序分量和负序2 倍频脉动。式(3)分解为：(4)E;=Ui-(R+L,)li-wLl,LE,=U,-(R+L,)I,+wLli式（4）为滤波器不平衡条件下并网逆变器的通用数学模型，此时并网逆变器输出的瞬时有功功率和瞬时无功功率为：(5)q=Qav+Q sn in2wt+Qco.os2wt(6)式（5）、（6)中,P为输出有功功率,Q为输出无功功率，下标av为平均功率，下标sin为正弦二倍频分量，下标cos为余弦二倍频分量，其幅值大小和正负序电压电流的关系如式（7）。(7)PEsin-E-EEQE-EiE-Et2.cosLQi式（7）为并网逆变器的功率模型(1)dtdldtEt=Ut-(R+L,)It+oLl,E;=U,-(R+L)1;-olip=Pa+Pamnsin2ot+Peo.cos2otP.E tQavE-EtE-EiPEcosEE二-Ei-E，EE(2)(3)EEE84陆中凯：基于多阶滞环空间矢量控制的滤波器不平衡控制E,=0(9)(10)(11)2源滤波器不平衡条件下并网逆变器的控制策略2.1三种控制目标的正负序电流指令计算由式(7)可知，滤波器不平衡时并网逆变器的三个控制目标分别采用以下三种控制方案。一是控制负序电流为零，使并网逆变器输出的三相电流平衡，从而满足逆变器的并网电流要求。二是通过注人大小合适的负序电流分量，使有功功率的二倍频脉动得到抑制，满足并网逆变器对有功功率的要求。三是通过注入大小合适的负序电流分量，使无功功率的二倍频脉动得到抑制，满足并网逆变器对无功功率的要求。因此，当滤波器发生不平衡时,采用正向同步旋转的d轴方向与电网正序电压矢量保持一致，正序电压角度通过DSOGI锁相环来计算，而反向同步旋转坐标系的角度_与正序角度正好相反，即：(8)lo.=-0由正序有功功率给定值P*和无功功率给定值Q*，可计算出dq坐标系上正序电流的给定值：2P*3E2Q/+*3ET式（8）带入式（7），可计算出三种控制目标下的负序电流给定值。控制目标1可实现并网逆变器输出的三相电流平衡：i*=0lI,*=0控制目标2 可实现并网逆变器输出的有功功率二倍频脉动得到抑制：EEd+EI+*E。E7+E。*+d控制目标3 可实现并网逆变器输出的无功功率二倍频脉动得到抑制：*E+?E(12)EdE+EIEE+I+*I+*+式（10）、（11）、（12)为三种控制目标的负序电流给定值。从式（11）、（12）可见，抑制有功功率二倍频脉动和无功功率二倍频脉动的负序电流给定值刚好相反，故无功和有功功率的二倍频脉动无法同时抑制。2.2多阶滞环调节器的电流闭环设计逆变器输出电压在轴上可分解为四个非零矢量，在轴上可分解为三个非零分量，从而将坐标系分解成6 个扇区,具体扇区划分如图2 所示。85安徽电气工程职业技术学院学报第二十八卷第二期UU2S1扇区1U4Iv!DU,D=01Da=1图2VSR输出电压空间矢量图综合滞环调节器的特点，在轴和轴上分别采用四阶和三阶滞环调节器。其中，四阶滞环调节器原理如图3(a)所示。四阶滞环调节器可通过三个环宽差8/2 的调节器进行等效,如图3(b)所示。通过分析四阶的滞环调节器工作原理,得到其在七种条件下的输出状态，如表1所示。其中，Ap表示给定与反馈电流的差值。D。和D为多阶滞环调节器分别在和轴上的输出量。8 为滞环宽度，S和AS/2为不同的滞环宽度差值。-S-S（a）四阶滞环调节器的原理图图3 P四阶滞环调节器原理图和四阶滞环调节器的等价原理图表1四阶滞环调节器的输出量dAp/dtAp负(-8,8)3(8,8+8/2)3(8+8/2,8 +8)3(8+8,+0 0 +)3(-8-8/2,-8)2(-8-8,-8 -8/2)1(-80,-8-8)02.3多阶滞环控制方法系统控制框图如图4所示，反馈得到的三相电流Iabe经过坐标转换为I。和I，与给定电流的差值依次送到四阶和三阶滞环调节器，利用输出的D。和D值从开关矢量表中选出最优的电压输出矢量。86U,VI扇区U1D=3D=2个D321S/2Ap+6+8/2（b）四阶滞环调节器的等价原理图正0123000D陆中凯：基于多阶滞环空间矢量控制的滤波器不平衡控制开关矢量表工Sa,Sb,Seip图4多阶滞环控制的控制框图当D。=3 和D=2,给定电流小于反馈电流时，电流差值如式(13)所示：A/=Iabe-labe对于图1所示的拓扑结构，当不考虑电感电阻时，可得：dldleUabe=Eabe+Ldt将式(13)代人式(14）,可得：dAEdtabc并网逆变器输出电压矢量V,共有8 条供选择，式(15)可变为：LdA=E。+Ldtabc并网逆变器输出给定电压矢量V*需满足：V*二把式(17)带人式(16）,可得：dAV=LV*-V.(k=0,.,7)dt当V与i方向相反时,才可让i最快的拉回到容忍域之内。当D。=3 和D=2时，输出电压矢量的选择策略如图5 所示。文章假设的是反馈电流大于给定电流，当给定电流大于反馈电流时，选择的电压矢量相同。当D。和D取不同值时，需输出合适的电压矢量把电流误差拉倒合理范围内，具体选择如表2所示。iaabc/aibUdtabc-Vdt+EdtabcV3iV2dtdd(13)(14)(15)(16)(17)(18)V4V1V5V60图5 多阶滞环控制输出电压的矢量选择原理图滞环调节器输出D。和D，再根据开关表得到输出电压Vn。电流量差值的分量或分量，一旦87安徽电气工程职业技术学院学报碰到滞环边界，滞环调节器均进人另一个循环。因此，当检测到V，*进人其他个扇区时，通过表2 可得到新的优化开关模式。本控制策略的电压矢量切换方案如图6 所示。本控制策略有六种连续切换方式，任意切换方式均有四个最佳的电压矢量选择。通过电压矢量的合理使用让并网逆变器的开关频率明显降低。3实验为了验证滤波器不平衡时并网逆变器多阶滞环控制策略的有效性，用一台2 kW的并网逆变器平台进行了实验验证。直流侧额定电压为1 5 0 V,交流侧三相相电压的有效值为5 0 V,滤波电感L,和L,为5mH,滤波电感L,为0 mH,DSP采用TI公司的TMS320F28335,采样频率为2 0 kHz开关频率约6 kHz。当滤波器不平衡条件下，控制目标1 实现时，并网逆变器输出电流Iabe无负序分量，电流三相平衡如图7 所示。因网侧电压Uabe含有负序电压分量，故输出功率P和Q均有二倍频脉动。第二十八卷第二期表2 多阶滞环控制输出开关表DBD。00123V30V01111V4(*/Md(/A)O1V4V，V。V6V。V。VV2111O1OL1Vs图6多阶滞环控制的开关模式2VVVV2扇区I扇区I、扇区II0扇区IVV扇区V扇区VIV6(3/A001)0(*/V0z)t(20ms/格)图7 多阶滞环控制实现控制目标1 的实验波形控制目标2 实现时，瞬时有功功率P的二倍频脉动基本抑制为一条直线，瞬时无功功率Q仍有明显的二倍频脉动，网侧电流Iabc因注人负序电流出现不平衡的状态，如图8 所示。88陆中凯：基于多阶滞环空间矢量控制的滤波器不平衡控制(/Ma(8/BAIL)OM(3/A001)0(3/V0z)t(20ms/格)图8 多阶滞环控制实现控制目标2 的实验波形当控制目标3 实现时，瞬时无功功率Q的二倍频脉动基本抑制为一条直线，瞬时有功功率P仍有明显的二倍频脉动，网侧电流Iabe因注人负序电流出现不平衡的状态，如图9 所示。(/M)(W/EA)O(/A001)0(2/V0z)9(20ms/格)责任编辑：王川陵图9多阶滞环控制实现控制目标3 的实验波形4结论文章采用计算快速的多阶滞环控制，当并网逆变器发生滤波器不平衡时，此方法可明显降低并网逆变器开关频率，提高响应速度,并把电流误差值控制在合理的容忍域范围内。此外,还可通过逆变器当前的状态选择较为合适的零电压矢量，从而使得开关频率进一步降低，可应用于中功率型变流器，且有动态性能好、损耗低和参数简单易实现等优点。参考文献：1杨仁增，张光先，赵学良.空间矢量变环宽滞环电流控制方法J.电网技术,2 0 1 5,0 3,3 9（3）：843-849.2魏克新,纪世忠，于洋.一种新型的多阶滞环空间矢量控制方法的分析J.电力电子技术,2 0 1 2，46(1):32-34.3曹武,赵剑锋，江楠.有源滤波器同步坐标系下的空间矢量滞环电流控制新方法J.电工技术学报，2013,28(12):173-181.4年珩，於妮讽，曾嵘.不平衡电压下并网逆变器的预测电流控制技术J.电网技术,2 0 1 3,3 7（5：1223-1229.5 MOHSENI M,ISLAM S.A new vector-based hysteresis current control scheme for three-phase PWMvoltage-source inverters J.IEEE Trans on Power Electronics,2010,25(9):2299-2309.6张兴，张崇巍.PWM整流器及其控制M.北京：机械工业出版社,2 0 1 2.89