多电平光伏并网逆变器的研究学士学位论文.doc

本科毕业论文

多电平光伏并网逆变器的研究

***

燕 山 大 学里仁学院

2016年6月

本科毕业论文

多电平光伏并网逆变器的研究

学 院：里仁学院
专 业：电气工程及其自动化
学生 姓名：***
学 号：***
指导 教师：***
答辩 日期：2016年6月19日

燕山大学里仁学院毕业设计(论文)任务书
学院：里仁学院 专业(方向)：电气工程及其自动化
学
号
***
学生
姓名
***
专 业
班 级
12应用电子5班
题
目
题目名称
多电平光伏并网逆变器研究
题目性质
1.理工类：工程设计 （ Ö ）；工程技术实验研究型（ ）；
理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。
2.文管类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。
题目类型
1.毕业设计（ Ö ） 2.论文（ ）
题目来源
科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ）
主
要
内
容
1. 研究多电平光伏逆变器拓扑类型；
2. 研究四电平光伏逆变器共模电流抑制原理；
3.开展四电平光伏逆变器控制方法研究。
基
本
要
求
1. 掌握四电平光伏逆变器的基本工作原理和特点；
2. 掌握四电平光伏逆变器基本的分析方法和控制方法；
3. 仿真验证理论分析和设计的正确性。
参
考
资
料
1. 郭小强，Marcelo C.Cavalcanti,Alexande M.Farias,and Josep M,Guerrero.Single-carrier modulation for neutral-point-clamped inverters in three-phase transformerless photovoltaic systems.IEEE Transaction on Power Electronics,2013.28(6):2635-2637.
2. 郭小强.无变压器非隔离型光伏并网逆变器漏电流抑制技术.中国电机工程学报，2012,32（12）:1-8
周 次
1—2周
3—7周
8—10周
11—15周
16-17周
应
完
成
的
内
容
查询资料
阅读文献
提供多套
解决方案
确定方案
设计电路
系统参数
优化设计
仿真验证
撰写论文
准备答辩
指导教师：***
职称： 2015年12月9 日
注：周次完成内容请指导老师根据课题内容自主合理安排。

摘要
摘要
随着太阳能发电的不断发展，光伏发电需要更精确的控制和更小的损耗。
因此，本文首先根据当前光伏发电的现状以及多电平技术的发展概况，结合传统光伏并网逆变器多采用二电平逆变器，多电平逆变器受其复杂电路拓扑的制约在光伏系统中应用较少这样的条件本文论述了一个四电平逆变电路，既能输出四电平也能通过其拓扑和调制方式减小漏电流。接着对光伏发电系统的结构按照不同方式进行了分类，最后选取了单相无变压器非隔离型并网逆变器作为本文的并网策略，再对无变压器非隔离型光伏逆变器的缺点漏电流进行了分析并提出相应的解决方法，如两电平逆变器对于漏电流的处理。
该逆变器采用双载波调制控制方案，系统并网电流采用 PI控制方法，改善了系统稳定性，提高了系统动态响应过程。简单论述了主功率开关管的选择和四电平逆变器的PWM控制方法。建立了逆变器的数学模型并进行了系统的闭环设计，使用MATLAB构建SIMULINK仿真平台，通过仿真实验分析验证了控制策略的有效性和可行性。

关键词　光伏逆变器 漏电流 光伏系统 共模电压 光伏并网

I

Abstract
With the continuous development of solar power, photovoltaic power generation requires more precise control and less loss.
Therefore, firstly, this paper according to the development situation of the status of the photovoltaic power generation and the multilevel technology, combined with traditional photovoltaic grid connected inverter with two-level inverter, multilevel inverter by the complex circuit topological constraints is rarely applied in photovoltaic system in such conditions this paper deals with a four level inverter circuit can output four level can also through the topology and modulation system reduces the leakage current. Then the structure of photovoltaic power generation system according to the different way of classification. Finally, it selects the single-phase transformerless non isolation type grid connected inverter for the grid connected strategy, the transformerless non isolated PV inverter faults leakage flows into Line analysis and propose the corresponding solution, such as the two level inverter for the leakage current processing.
The inverter with dual carrier modulation control scheme, grid connected current using PI self-tuning control method to improve the stability of the system, improves the dynamic response process of the system. Simple discusses the choice of the main power switch tube and four level inverter PWM control method. Established the mathematical model of the inverter and the closed loop design of the system.Using MATLAB Simulink emulation platform.

Keywords　Novel photovoltaic inverter;leakage current;Photovoltaic system;Common mode voltage;Photovoltaic grid connected

目录
目 录
摘要 I
Abstract II
第1章 绪论 1
1.1 研究的目的、背景及意义 1
1.2 国内外研究动态及发展现状 1
1.2.1 国内外研究动态 1
1.2.2 发展趋势 2
1.3 多电平逆变器的拓扑分类 3
1.3.1 按输出相数分 3
1.3.2 按能量处理环节的数量分 3
1.3.3 按隔离方式分 4
1.4 本文的主要研究内容 5
第2章 多电平逆变器的分析与设计 6
2.1 多电平逆变器的拓扑分类 6
2.1.1 二极管箝位式多电平逆变器 6
2.1.2 飞跨电容式多电平逆变器 7
2.1.3 级联型多电平逆变器 9
2.1.4 其他多电平逆变器 10
2.2 四电平逆变器的工作原理 11
2.3 共模电流抑制原理 12
2.3.1 漏电流简介 12
2.3.2 共模电流抑制原理 12
2.4 主功率开关管的选择 14
2.4.1 IGBT的选取 14
2.4.2 开关管特性分析 14
2.5 本章小结 16
第3章 多电平逆变器的控制策略 17
3.1 多电平逆变器的控制策目标及PWM技术 17
3.2 逆变器调制技术的分类 17
3.2.1 空间电压矢量调制法 18
3.2.2 多载波PWM控制策略 18
3.3 四电平逆变器的控制策略 18
3.4 四电平逆变器的SPWM技术 23
第4章 逆变电路的数学模型及闭环原理 24
4.1 逆变器的基本要求 24
4.2 单相逆变器的数学模型 24
4.3 闭环控制原理 26
4.4 闭环控制设计 26
4.5 本章小结 27
第5章 四电平逆变器的MATLAB仿真 28
5.1 四电平逆变器的开环仿真 28
5.2 开环仿真结果 30
5.3 四电平逆变器的闭环仿真 31
5.4 闭环仿真结果 33
结论 34
参考文献 35
致谢 37
附录1 38
附录2 47
附录3 63
附录4 67

III

第1章 绪论
第1章 绪论
1.1 研究的目的、背景及意义
全世界不断增长的能源需求带给我们两大严峻挑战：能源安全问题和气候变暖。根据世界能源署（IEA），全世界对电能的需求量每年都在增加，在未来 20 年中，电能需求量增长将达到 60%以上。
太阳能有取之不尽，用之不竭，没有环境污染等优越性，又由于太阳能电池的主要原料—硅的存储量丰富，伴随着着太阳能发电的快速发展和转换效率的提高发展成本的降低，所以，全球能源专家认为太阳能是最具有发展前景的的绿色能源。自二十世纪八十年代以来工业发达国家充分利用自身的优势，巨资加速光伏发电技术，大规模的投资有力的推动了技术的进步，从而光伏发电技术日趋成熟，步入了实用的商业化阶段。近20年来，我国通过技术引进和自主创新，我国的光伏产业已初规模。“十二五”能源规划中提出：“推进能源科技创新，大力发展风能、太阳能、生物质能以及清洁煤利用、核能、智能电网、新能源汽车、分布式能源等新兴能源科技装备技术。”据统计： 2008年底，我国太阳能光伏电池年产量已达200万千瓦，占全球市场的30%以上。2009年中国光伏发电装机容量已达750万千瓦，占全球市场的44%，这标志着太阳能光伏发电技术已经进入规模化应用阶段。2009年，中国光伏发电增长迅速，2009年，国家相继出台了“金太阳”示范工程、“屋顶工程”等一系列支持光伏产业发展的政策，有效拉动了国内市场的光伏应用需求，由此带动了我国光伏发电的大规模应用。可见，我国光伏产业正在高速发展中。
1.2 国内外研究动态及发展现状
1.2.1 国内外研究动态
1977 年，德国学者Holtz提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆器,1981年，日本学者Akira Nabae等对其进行了改进，提出了二极管箝位式三电平逆变器。近20年来，随着以GTO、IGBT、IGCT为代表的新一代电力电子器件的普及与发展，以及数字信号处理器的主频越来越高，运算速度越来越快，实时复杂运算能力越来越强，使得多电平逆变器的实际应用成为可能。同时因为其性能上的显著优势，多电平变换器吸引了很多研发人员将其作为研究对象，进行深入研究。
与传统的两电平逆变器相比多电平逆变器具有很多自身的优势，输出电压方面谐波含量低、相位和幅值控制和调节方便，逆变器有很多灵活的控制方式，可以使用开关频率低的高压大功率开关器件，非常适合高压大功率输出的场合，逆变效率得到提高等。风力发电和太阳能发电可以通过高压多电平逆变器并入电网。随着大量电力电子装置的普及使用以及变压器、交流电动机、整流器等非线性感性负载比例的增加，电网受到的谐波污染和无功功率也日益严重，而无功功率补偿和电力有源滤波器也向着高压大功率方向发展，因此多电平逆变器在电能质量综合治理上也有着广泛的应用前景。
1.2.2 发展趋势
在现代逆变器中，为了减少输出电压中的谐波含量和开关器件上的电压应力（du/dt），常用的方法一般有两种，一种是两电平逆变器的研究方向，两电平逆变器就是利用单一直流源通过对桥式连接开关管的 PWM 控制，产生幅值恒定的PWM 电压波形，利用提高开关频率的方法对输出电压波形进行改善，使输出电压的波形正弦化，如图1所示。由于这种方法中只使用一个直流源，使得开关器件上的电压变化比较大，提高开关频率会增加开关器件的损耗，同时电磁干扰也会随之增大。为了减小开关损耗、降低电磁干扰，必须采用软开关技术，使逆变器工作中的开关器件工作在零电压状态或零电流状态。然而这增加了逆变器电路的复杂性，而且还必须使用高频开关器件，增加了成本，降低了电路系统的可靠性。当两电平逆变器并网时，需要较大的电感来滤波来保证并网电能的质量，而大电感也会增加电路系统的成本。
图1 两电平原理及单相输出波形
另一方面是多电平逆变器研究方向，即通过改变电路的结构增加输出波形的电平数，使逆变器的输出为更接近正弦波的阶梯波形电压，如图2所示，这样可以减小逆变器输出电压波形的谐波含量和电压跳变的幅度，并使开关管工作在低频的状态下，减小开关损耗和电磁干扰，效率更高。虽然多电平逆变器以增加开关数量的方式来增加输出电压电平的数目，但是这种开关管大多是低频工作的开关器件，价格便宜，虽然增加了开关数量，但逆变器的成本会降低。由于输出电压波形的谐波畸变小，可以用较小的电感来进行滤波，这样也会减低系统的成本。
图2 五电平原理及其输出波形

1.3 多电平逆变器的拓扑分类
光伏逆变器的拓扑结构可以根据不同的标准分为不同的类别，如可以根据逆变器输出的相数分为单相逆变器和三相逆变器，也可以根据能量处理环节分为单级式和两级式，还可以根据并网时是否含有变压器可以分为工频隔离、高频隔离和无隔离式逆变器，又可以按照逆变器输出的电平数分为两电平和多电平。
1.3.1 按输出相数分
大多数单相逆变器一般是小规模的屋顶式光伏系统，功率可达到 5~6kW，单相逆变器意味着输出的能量是波动的，而输入是直流电能，因此这就需要比较大的电容来储存能量，然而电容的使用寿命短，会影响单相逆变器的使用年限和可靠性，而且限制了单相逆变器的功率不可能做得很大。
在三相系统中，对称三相电路的瞬时功率一般是恒定的，这就意味着系统中不需要太大的电容来储能，因此三相系统与单相系统相比拥有更高的可靠性和使用年限。在屋顶上安装的三相光伏逆变器的功率可以达到 10~15kW。
1.3.2 按能量处理环节的数量分
图3所示，展示了光伏逆变器按能量处理环节分为单级和双级式光伏逆变器的框图。图3a 是单级式光伏逆变器的拓扑结构，这种结构 DC-AC 环节必须处理最大功率点追踪、并网电流控制、逆变、升压的功能。图3b，在这种拓扑中 DC-DC 环节处理最大功率点追踪或升压的功能，DC-AC 环节的作用为把直流变为交流。
图3 光伏逆变器按能量处理环节分
1.3.3 按隔离方式分
1.3.3.1 工频变压器隔离
图4(a)展示了采用工频隔离变压器的并网逆变器拓扑。工频隔离的作用是为了减小直流注入电网和升高电压。由于太阳能电池板和电网之间由于电位的不同，太阳能电池会可能向电网中注入直流分量。而直流分量会引起电网中变压器的饱和。因此为了达到并网标准所要求的直流分量的要求，需要引入工频隔离，来减少直流分量。另一方面一些光伏的输出电压小于电网电压或者负载的额定输入电压，因此用工频变压器来进行升压。工频隔离型逆变器优点逆变器中的开关元件可以选用便宜而且低耐压的 MOSFET 型开关管，工频隔离的缺点是工频变压器增加了系统的体积、重量和成本。
图4 逆变器隔离分类
1.3.3.2 高频变压器隔离
由于工频隔离变压器体积大、重量重和成本高，而高频变压器工作频率高、体积小、重量轻，于是出现了高频隔离的光伏并网逆变器。图4(b)展示了采用高频隔离变压器的并网逆变器拓扑。高频隔离的并网逆变器的重量、体积和成本都有所降低。但是高频隔离的拓扑中，开关频率过高开关器件的损耗会增加。高频变压器的磁损耗也会随着频率的升高而增加。因此高频隔离逆变器的效率不高。可以考虑适当减小高频变压器的工作频率来提高效率。
1.3.3.3 无变压器隔离
图4(c)所示为非隔离型逆变器的拓扑。这种逆变器的拓扑结构由于没有隔离变压器，其效率可以更高，体积和重量小，成本更低。在这种结构中太阳能电池的正负终端和接地的框架之间形成寄生电容。太阳能电池板终端电压波动时，寄生电容上就会产生电流，这个电流称为漏电流。漏电流过大可能对人的安全产生危害，因此需限制漏电流。漏电流检测也是一项重要的故障指示信号。另外无变压器隔离型逆变器会引起直流电流注入到电网中。在各类并网标准中都对直流分量的最大限度进行了要求，一般不能超过 0.5%或 1%的额定电流。在这种拓扑结构中，减小漏电流和直流电流是非隔离型逆变器研究的重点。
1.4 本文的主要研究内容
在光伏发电技术日趋成熟的今天，多电平逆变电路已经成为逆变设备的首选结构，和传统的逆变电路相比多电平逆变电路主要有能够承受高电压、电压电流上升率低等优点。在众多的控制策略中，载波脉宽调制的调制波为正弦波，实现简单。本文选择单相四电平逆变器作为主要的研究对象，主要研究漏电流问题。
本文主要研究内容如下：
1.对太阳能光伏产业和多电平逆变器的发展前景进行了综述，深入研究了四电平光伏并网逆变器工作原理，并通过MATLAB／SIMULINK建立了仿真模型。
2.研究了四电平逆变器的工作原理，详细分析了多电平逆变器的拓扑结构和控制要求以及四电平逆变器的漏电流问题。
3.研究了传统的SPWM算法的原理和实现步骤，并建立了仿真模型进行分析。
4.在四电平逆变器并网控制方式上，采用电压外环与电流内环双闭环控制系统，实现了直流侧电压与网侧电流的控制。
5.通过MATLAB/SIMULINK 对四电平逆变器SPWM控制方式进行仿真，验证该方法的正确性和可行性。
5

第2章 多电平逆变器的分析与设计
第2章 多电平逆变器的分析与设计
四电平逆变器是多电平逆变器基本的结构之一。它的结构简单，应用广泛，而且其控制策略也相对简单。四电平逆变器适合较大容量，高电压变频场合，开关器件工作在较低频率下可以获得较好的波形，因此，开关损耗相对较低，效率高，电路的电磁干扰问题大大减轻。综上所述，与传统的两电平逆变器相比，四电平逆变器具有以下优点：
（1）每个功率器件承受的电压值仅为直流侧母线电压的三分之一，因此使用更低耐压器件能够实现高压、高功率的输出和免除了动态电压回路；
（2）波形质量改善的同时降低了开关频率，因此开关损耗减少，实现系统的高利用率；输出电平数增多，输出电压波形得到改善，谐波总会量减少；
（3）和两电平相比电压变化率和电流变化率明显减少，提高系统抵抗电磁干扰的能力；
（4）输出端未使用变压器，系统的体积和的损耗大幅度减少。
2.1 多电平逆变器的拓扑分类
2.1.1 二极管箝位式多电平逆变器
图5a 所示为二极管箝位式单相三电平逆变器，每相桥臂有四个开关管、四个续流二极管和两个箝位二极管组成。在这个电路中，直流电压被两个串联电容分开成为三电平，改变开关管的状态，每一相能输出的电压为 Udc/2、0 和-Udc/2。开关管的状态如图表1所示，其中开关 s1 和 s1＇、s2 和 s2＇互补导通，s1 和 s2＇不能同时导通的。在逆变器工作的过程中，开关管上所承受的正向阻断电压均为 Udc/2。二极管 D1 和 D1＇的作用是将桥臂上与其相连点的电压箝位到直流电压源的中点电位上，故称之为二极管箝位型三电平逆变器。从表1中可以看出中间两个开关管的导通时间要比上下两个开关管的导通时间长一倍，所以由他们引起的发热量也大一倍。故在设计逆变器开关管的散热量时应以中间两个开关管为准。
图5b 为二极管箝位型四电平逆变器的一相桥臂，直流总线电压由三个电容串联进行分压，每个电容上的电压为总电压的三分之一。通过二极管箝位，每个开关器件上的电压都是 Udc/3。在逆变器六个开关中，有三对互补导通的开关对，分别为(S1，S1＇)、(S2，S2＇)和(S3，S3＇)。通过控制六个开关管的导通状态，此桥臂输出电压 Uao 为 Udc、2Udc/3、Udc/3 和 0。当 S1、S2 和 S3 导通时 Uao 为 Udc；当 S2、S3 和 S1＇导通时 Uao 为 2Udc/3；当 S3、S1＇和 S2＇导通时 Uao 为 Udc/3；当 S1＇、S2＇和 S3＇导通时 Uao 为 0；
表1 输出电压与开状态之间的关系
输出电压
S1
S2
S1＇
S2＇
Udc/2
1
1
0
0
0
0
1
1
0
-Udc/2
0
0
1
1
虽然每个开关器件上的电压都是一个电容上的电压，但箝位二极管的耐压却不相同。如当输出电压 Uao 为 2Udc/3 时，D1＇上的耐压就为 2Udc/3。如果每个二极管的耐压值一样，则需要串联两个二极管，同样 D2 处也应该串联两个二极管。如果逆变器电平数为 m，则单个桥臂所需要的箝位二极管数目为(m-1)*(m-2)。如果 m 值比较大，则需要更多的串联二极管，这很难实施。二极管箝位式多电平逆变器另外一个缺点是：串联的分压电容上的电压会不平衡，此时需要增加独立的中点电压校正模块或是选择合适的逆变器的调制策略来保持电容电压的平衡，如使用空间矢量时可以通过选择不同的冗余矢量，调整冗余矢量的作用时间，可以减小电容电压的不平衡。
图5 二极管嵌位式多电平逆变器
2.1.2 飞跨电容式多电平逆变器
电容箝位式多电平逆变器使用电容取代二极管箝位式多电平逆变器中的箝位二极管。图6(a)为电容箝位式单相三电平逆变器的电路框图，开关管 S1 和S1＇互补导通，S2 和 S2＇互补导通。通过改变开关管的导通状态如表2，输出电压 Uan 可以输出 Udc/2、0 和-Udc/2 三个等级的电压。其中电容 C1 上的电压通过输出电压为零时进行充电。
表2 输出电压与开状态之间的关系
输出电压
S1
S2
S1＇
S2＇
Udc/2
1
1
0
0
0
0
1
1
0
0
1
0
0
1
-Udc/2
0
0
1
1
图6(b)为电容箝位式 5 电平逆变器，通过控制开关管的动作如表3 所示，a 相输出电压 Uao 可以为 Udc/2、Udc/4、0、-Udc/2 和-Udc/4，共五个电压等级。从表 2.3 可以看出电容箝位式多电平逆变器的开关选择的灵活性更大。同一个输出电压可能由不同的开关状态得到。当选择的开关状态不同时，电路中电容的充放电的状态也不相同，存在电容电压不均衡的问题。在工作中为了保证电容上的电压的平衡必须选择合适的开关状态。
图6 电容箝位式多电平逆变器
当电平数量为 m 时，单相的电容箝位型 m 电平逆变器所需要的电容数为(m-1)个串联在直流总线上的电容和(m-1)*(m-2)/2 个用于箝位作用的电容，当电平数高时，所需的电容较多，而且箝位电容的成本高，封装困难。

表3 输出电压与开关状态之间的关系
输出电压Uao
开关状态
S1
S2
S3
S4
S1＇
S2＇
S3＇
S4＇
Udc/2
1
1
1
1
0
0
0
0
Udc/4
1
1
1
0
1
0
0
0
0
1
1
1
0
0
0
1
1
0
1
1
0
0
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
-Udc/4
1
0
0
0
1
1
1
0
0
0
0
1
0
1
1
1
0
0
1
0
1
0
1
1
-Udc/2
0
0
0
0
1
1
1
1

2.1.3 级联型多电平逆变器
级联型多电平逆变器拓扑结构最早是由M.Marchesoni等人在1988年提出来的,图7为传统级联型五电平逆变器拓扑结构单相电路,它由两个两电平H桥单元级联构成,表4为该拓扑结构输出电压和开关状态之间的关系。
与前面提到的两种多电平逆变器相比,级联型逆变器拓扑结构对钳位二极管和飞跨电容的需求量较小,但需要多个独立电压源为其提供直流电。对于一个级联型n电平逆变器,每相桥臂需要的直流电压源和功率开关分别为(n-1)/2个、2(n-1)个。

图7 级联型五电平逆变器单相电路
表4 级联型五电平逆变器输出电压与开关状态之间的关系
输出电压
开关状态
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S8
2Udc
1
0
0
1
1
0
0
1
Udc
0
1
0
1
1
0
0
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
Udc
0
1
0
1
0
1
1
0
-2Udc
0
1
1
0
0
1
1
0
2.1.4 其他多电平逆变器
随着对多电平逆变器研究的深入，出现了各种新型逆变器的拓扑结构，如
Conergy 公司发明了一种源自经典 NPC的半桥式逆变器拓扑，这种拓扑使用两个串联的背靠背IGBT来实现双向开关，从而将输出箝位至中点[18]；Sung-Jun Park 和 Feel-Soon Kang 等提出了一种单相5电平逆变器[19]。丁凯和邹云屏等提出了新型单相五电平[20]和新型三相混合不对称九电平逆变器；Yaosuo Xue 和 Madhav Manjrekar 提出了一种新型单相多电平逆变器；李永东等提出了一种新型混合型四电平逆变器。
2.2 四电平逆变器的工作原理
如图8所示是一种四电平逆变器的电路拓扑结构，从图中可以看出直流母线侧电容C1、C2、C3将直流电压分成Vpv/3、-Vpv/3、Vpv、-Vpv和0五个等级，该电
路有八个IGBT开关二极管，两个电感器和三个直流环节电容组成。如图3中，输入直流来源包括三个光伏电池板。PA、PB、NB和NA代表了直流连接。Cpv是PV的寄生电容板。使用La和Lb能做滤波，降低漏电流与实现特定的控制策略。与其他传统的三级结构相比产生四级输出电压和低泄漏电流。
下面我们说明该电路的工作原理，该逆变器共有4种工作状态。具体的如下：
（1）当S21，S24和S11，S14导通，S22，S23和S12，S13关断时：流过负载的电压为正相，大小为P
（2）当S22，S23和S11，S14导通，S21，S24和S12，S13关断时：流过负载的电压为正相，大小为三分之P
（3）当S22，S23和S12，S13导通，S21，S24和S11，S14关断时：流过负载的电压为反相，大小为三分之P
（4）当S21，S24和S12，S13导通，S22，S23和S11，S14关断时：流过负载的电压为反相，大小为P
通过对电路开关状态的分析可以看出，开关器件S21，S24和S22，S23,S11，S14和S12，S13是工作在对应互补开通状态的，为了防止对应互补的开关器件同时导通而造成直流侧短路，因此在互补的开关器件控制信号中应该加入死区时间。因此，四电平逆变器的基本控制规律为：八个开关器件两两一组对应互补开通；同一时刻总是两个相邻开关器件一个导通一个关断；在输出状态改变过程中只能有一组互补的开关器件的控制信号变化。
2.3 共模电流抑制原理
2.3.1 漏电流简介
漏电流的本质为共模电流，其产生原因是光伏系统和大地之间存在寄生电容，当寄生电容–光伏系统–电网三者之间形成回路时，共模电压将在寄生电容上产生共模电流。当光伏系统中安装有工频变压器时，由于回路中变压器绕组间寄生电容阻抗相对较大，因此回路中共模电压产生的共模电流可以得到一定抑制。然而在无变压器的光伏系统中，回路阻抗相对较小，共模电压将在光伏系统和大地之间的寄生电容上形成较大的共模电流，即漏电流。
2.3.2 共模电流抑制原理
以单相系统为例，图9为典型单相全桥无变压器型光伏并网逆变器原理图，其中：E和La、Lb分别为电网电压和并网接口电感；Cpv为光伏PV和大地之间的寄生电容；C 为单相桥路输出端和大地间的寄生电容；Lg为逆变器和电网间的接地电感。
单相系统共模模型如图10所示。其中系统共模和差模电压分别为

可得系统的总共模电压为
由式(3)可知，当并网接口电感 La、Lb两者取值不同时，差模电压 Uab会对总共模电压 Utcm产生影响。另一方面，当并网接口电感 La、Lb两者取值相同时，式(3)可简化为

表1 单相逆变器开关状态和工模电压关系
矢量
参数
Sa
Sb
Uan
Ubn
Uicm
U0
0
0
0
0
0
U1
1
0
Udc
0
Udc/2
U2
0
1
0
Udc
Udc/2
U3
1
1
Udc
Udc
Udc
表1给出此时单相逆变器开关状态和共模电压Utcm的关系。如表1所示，双极性调制采用非零矢量 U1和 U2，共模电压为常量(Udc/2)；单极性调制中含有零矢量 U0和 U3，使得共模电压在Udc/2、Udc和0之间变化。因此，根据 icm=Cpv*(d Utcm/dt)可知，单极性调制时共模电流不为0，而双极性调制时共模电流 icm=0，可以实现共模电流(漏电流)的抑制。
由上述分析可知，对于传统单相无变压器型光伏并网逆变器拓扑，共模电流(漏电流)有效抑制的两个基本条件为：1）各桥臂电感值选取一致；2）采用非零矢量合成参考矢量，使得共模电压保持恒定。
2.4 主功率开关管的选择
2.4.1 IGBT的选取
四电平逆变器的功率开关管采用IGBT，IGBT的选择主要考虑额定电压、额定电流和开关速度。设计满载输出功率为10KW。开关频率为10KHz，直流侧电源为360V，每个开关管关断时承受的反向电压为360V,考虑到IGBT耐压选择规则：
=1.5×360=540V （2-5）
功率因数接近1，则每个开关管最大输入电流
（2-6）
（2-7）
设电感电流纹波系数为 20%，电感纹波电流为：
（2-8）
因此考虑电感纹波后的最大输入电流为：
（2-9）
2.4.2 开关管特性分析
IGBT的特性主要由静特性，转移特性，开关特性，结电容特性和损耗特性，下面主要介绍其静特性和开关特性。
IGBT的静特性是指以栅极驱动电压VGE为参变量时，IGBT通态电流与集电极-发射极电压VCE之间的曲线。在一定的VCE下，集电极电流受VGE控制，VGE越高，IC越大。如图3-3所示，IGBT的伏安特性通常分为饱和区、线性放大区、正向阻断区和正向击穿区四个部分。IGBT导通时，工作在饱和区；关断时，外加电压由J2节承担，应当处于正向阻断区，此时最大集电极-发射极电压不应超过击穿电压VBR。
——集电极电流；——集电极-发射极电压——栅极驱动电压；
——反向峰值电压 ——正向击穿电压
图11 IGBT的静特性示意图

——开通时间；——开通延迟时间；——电流上升时间
——关断时间；——关断延迟时间；——电流下降时间
——内置二极管反向恢复时间
图12 IGBT的开关过程波形
IGBT的开关特性分为两大部分：一是开关速度 ，主要是指开关过程的各部分时间；二是开关过程的损耗。其开关过程波形如图12所示。
IGBT在开通过程中，大部分时间作为MOSFET来运行，在下降过程后期，晶体管从放大区过渡到饱和区，从而增加了一段延时。
2.5 本章小结
本章介绍了多电平逆变器的产生、发展过程及其特点，根据所查阅的文献对多电平逆变器进行了分类。详细分析了二极管箝位式、飞跨电容式和级联式多电平逆变器的电路结构、工作原理及其特点。针对多电平逆变器电路中漏电流问题，简述了共模抑制原理，提出了一种新型四电平单相逆变器电路，并简述了其工作原理和四种工作状态。与其他传统的三级结构相比通过对电路中IGBT的控制可实现四级的输出电压和低的漏电流。
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第3章 多电平逆变器的控制策略
第3章 多电平逆变器的控制策略
3.1 多电平逆变器的控制策目标及PWM技术
多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中的一个相当关键的技术，它与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变的实现与否，而且，对多电平逆变器的输出波形质量、电路中的器件应力、系统损耗的减少和效率的提高都有直接的影响。多电平逆变器的调制在传统的两电平的基础上增加了零电平，从而使输出电压的谐波含量更进一步减少。
PWM控制技术的基本原理是根据采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不等的窄脉冲加具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出相应波形基本相同。
上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。下面分析一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦波。如下图所示的正弦波被分成N等份，就可以吧正弦波斑驳看成是由N各彼此相连的脉冲序列组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于π/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，是矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就可得到图所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，