毕业论文-反激式变换器电路仿真建模与分析.doc

学号： 常 州 大 学 毕业设计（论文）（2012届）题 目 学 生 学 院 专业班级 校内指导教师 专业技术职务 校外指导老师 专业技术职务 二一二年六月II反激式变换器电路仿真建模与分析摘 要: 开关DC-DC变换器是一种典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔与混沌等丰富的非线性现象。这些非线性现象严重影响开关DC-DC变换器的性能。因此，深入分析和研究开关DC-DC变换器的分岔和混沌等非线性动力学现象，对开关DC-DC变换器的设计、运行及控制都具有重要的指导意义。反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电气隔离。变压器具有变压的功能有利于扩大变换器的输出设备应用范围，也便于实现不同电压的多路输出或相同电压的多种输出。运用变压器进行隔离使电源与负载两个直流系统之间是绝缘的，即使输出短路也不会影响外部电源。本文利用PSIM电路仿真软件进行电路仿真，给出峰值电流控制反激式变换器和电压反馈控制反激式变换器各电路参数变化时的时域波形和在输出电压-安匝和平面上的相轨图，并对输入电压和负载电阻两个参数进行分析，从而确定其稳定工作时的参数区域。本文对反激式变换器进行建模和PSIM电路仿真分析，了解到该变换器在不同电路参数时的运行情况，有效地估计出该变换器处于稳定工作状态时的电路参数范围，有助于制作实际反激式变换器电路参数的合理选取。关键词：反激式变换器；安匝和；峰值电流控制；电压反馈控制；稳定性；PSIM；仿真 Simulation Modeling and Analysis of the fly back converter circuitAbstract: Switching DC-DC converters are a type of strong nonlinear and time-varying dynamical systems with all kinds of nonlinear phenomena, such as subharmonic, bifurcation, and chaos. These phenomena will seriously impact the work of the switching DC-DC converters. So, the deep analysis and study of these nonlinear dynamical phenomena have an important significance for design of switching DC-DC converter. Fly back converter is a special switching DC-DC converter, in which the transformer is employed to isolate the input from output. And the use of transformer in fly back converter is convenient to expand the output range and realize multi-output. In this paper, using the PSIM software, the simulation circuits of peak current mode(PCM) controlled fly back converter and voltage mode(VM) controlled fly back converter are built. Based on the simulation circuit and different circuit parameters, the operation of PCM controlled fly back converter is analysed and studied by time-domain waveforms and phase portraits in inductor current and total ampere-turns plane. Besides, the input voltage and load resistor are considered as two variables to depict the steady-state and unsteady-state region of the converter. The research results can help to choose reasonable circuit parameters in designing fly back converter circuit.Key works：Fly back converter; Total ampere-turns; Chaos; Peak current mode control; Voltage mode control; Stability; PSIM; Simulation目 次摘 要I目 次III1 引言12 开关DC-DC变换器及其控制技术简介22.1 开关DC-DC变换器22.1.1 Buck变换器22.1.2 Boost变换器22.1.3 Buck-Boost变换器32.1.4 反激式变换器32.2 开关DC-DC变换器控制技术62.2.1 固定频率控制技术62.2.2 可变频率控制技术92.3 PSIM软件简介103 反激式变换器的建模与仿真分析113.1 PCM控制反激式变换器的PSIM建模113.2 PCM控制反激式变换器的仿真分析123.3 VM控制反激式变换器的PSIM建模143.4 VM控制反激式变换器的仿真分析144 反激式变换器的稳定工作参数域仿真与分析164.1 利用输入电压和负载确定稳定工作参数域164.2 利用参考电流和负载确定稳定工作参数域204.3 利用参考电流和输入电压来确定作参数域245 结论27参 考 文 献28致 谢30III常州大学本科生毕业论文1 引言开关DC-DC变换器是一类典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔和混沌等丰富的非线性现象1-15。非线性现象严重影响了开关DC-DC变换器的性能。因此，深入分析和研究开关DC-DC变换器的非线性动力学行为，对开关DC-DC变换器的设计和工程应用具有重要的理论意义和实用价值。开关电源因其工作效率高、体积小和重量轻等特点，在工业生产中得到了广泛的应用。作为开关电源的核心部件，开关DC-DC变换器已成为国内外热点研究对象。开关DC-DC变换器由功率级和控制电路两部分组成。从功率级的拓扑结构来看，开关DC-DC变换器有三种基本类型：Buck变换器、Boost变换器和Buck-Boost变换器，分别实现变换器的降压、升压和升降压16。此外，还有一些特殊用途的开关DC-DC变换器，如反激式变换器3, 16, 17。在开关变换器的应用早期，人们通过开环控制来控制变换器的工作，但是这种控制方式存在一个明显的不足：在开关变换器的输出电压发生较大变化时，开环控制无法及时准确地对输出电压做出相应的调整。而且，当控制脉冲的占空比大于50%时，开关变换器就无法正常工作。为了解决这些问题，人们提出了闭环控制及其控制方法。控制电路通过控制功率级开关器件的占空比来调节功率级的输出。按照占空比的实现方式，开关DC-DC变换器的控制方法可分为固定频率控制和可变频率控制。固定频率控制，即传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压型控制3, 11-15, 20和电流型控制1, 2, 4-8, 20。可变频控制，包括恒定导通时间控制9, 10,、恒定关断时间控制18, 19和滞环控制18, 19。PSIM软件是一款专门针对开关变换器和电动机驱动开发的仿真软件，具有搭建仿真电路简单，分析仿真波形方便的特点，是研究分析开关变换器的有效工具。反激式变换器常被用作AC-DC变换中的功率因素校正器16, 17，而反激式变换器工作在DC-DC方式下的研究较少，本文将利用PSIM仿真软件，分别搭建电流和电压反馈控制20反激式变换器工作在DC-DC方式下的仿真电路，通过电路仿真分析不同控制方式和不同电路参数对反激式变换器工作在DC-DC方式下的影响，并分析比较两种控制方法的特点，给出相应控制方法下反激式变换器稳定工作的参数域。2 开关DC-DC变换器及其控制技术简介2.1 开关DC-DC变换器开关DC-DC(直流直流)变换器又称斩波器，其功能是将不稳定的直流电压变换成所需的各种稳定的直流电压。2.1.1 Buck变换器Buck变换器即降压变换器是最基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.1所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。图2.1 Buck变换器原理图 工作原理： Buck电路降压斩波器，其输出平均电压VO小于输入电压E，极性相同。当开关管S导通时，电感电流I1如图所示方向流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁场能量形式储存在电感线圈L。此时，对电容C充电，负载R上流过的电流为I2，R两端的输出电压为V0，极性上正下负。由于开关管S导通，续流二极管D阳极接E负极，续流二极管D承受反方向电压，呈现高阻态。2.1.2 Boost变换器图2.2 Boost变换器原理图Boost变换器即升压变换器是一种基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.2所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。工作原理：Boost电路升压斩波器，其输出平均电压VO大于输入电压E，极性相同。且Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。如图2.2所示由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持电感电流不变。这样线圈L磁能转化成电感电压与电源Vs串联，以高于负载R两端电压向电容C、负载R供电。高于负载两端电压时，电容有充电电流；等于负载两端电压时，充电电流为零；负载电压下降时，电容向负载R放电，维持负载两端电压不变。2.1.3 Buck-Boost变换器图2.3 Buck-Boost变换器原理图Buck-Boost变换器即升压或降压变换器是一种基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.3所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。工作原理：Buck-Boost电路降压或升压斩波器，其输出平均电压VO大于或小于输入电压E，极性相反，电感传输。且Buck-Boost变换器又称为降压-升压变换器、反号变换器。当开关S导通时，电流i1流过电感线圈L，L存储能量。当开关管S断开时，电感电流有减小趋势，电感线圈产生自感电势反向，为下正上负，二极管D受正向偏压而导通，负载上有了输出电压V0，电容C充能存储，以备S转至导通时放点维持V0不变。2.1.4 反激式变换器图2.4 反激式变换器原理图电路组成：其主要电路由一个输入电压E，受控切换S，失控的开关二极管D，电容C，负载电阻R，和一个变压器组成的。工作原理：Flyback电路反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电气隔离。反激式功率变换器的电路原理图如图2.4所示。电路的工作过程是：当功率开关管S在控制器控制下导通时，有电流流过变压器原边电感，电流线性上升，图中变压器原边电压为正，这时变压器次级的二极管反向偏置而截止，无电流，负载由先前被充电的输出电容C供电。由于开关管S导通，初级有电流从零开始线性上升，输人电源的电能转变为磁能(L1 i12/2)，并储存在变压器原边电感中。当开关管S截止时，图中变压器原边电压变负，二极管正偏而导通，储存在变压器中的磁能转变为电能，一方面对输出电容C0充电，以电能的形式储存起来，同时还供给负载以电流。在这种电路中，只要改变开关管的开关频率、占空比以及初级和次级电感的圈数比，就可以对输出电压、电流和功率进行控制和调节。应当强调的是，反激式变换器中的变压器，并非真正意义上的变压器，它的初级和次级中的电流不在同一时刻出现。我们知道，作为变压器，初级和次级的电压、电流波形应该完全一致；且磁芯中不存在直流分量；只需要很少的励磁电流就能将输入电能转化成磁能，并传输到次级负载中。但是在反激式变换器电路中，初级和次级线圈中的电流并非同时出现，而且都是单向的脉动电流，有很大的直流成分。所以，在反激式变换器中，变压器的磁芯一定要开气隙。由以上分析知：图2.4中的变压器实际上只是两个耦合得很紧的、圈数分别为N1 、N2 的电感L1 和L2，它们之间漏磁应当尽可能少。这种变压器在次级上产生的感应电压和初级电感上的电压之间，满足匝比N1 ：N2的正比例关系，除此之外，它和普通意义上的变压器毫无共同之处。因此称它为变压器耦合变换器不如称它为电感耦合变换器更恰当一些。反激式变换器所需外接的元件很少，动态范围大，在中小功率的电源中应用较多。作为LED的驱动电源也很常用。它的输人电压可以是直流，也可以是交流市电通过整流变为直流电压来为它供电。下面对反激式变换器中的电压、电流作一些定量分析。在功率开关管S及初级电感导通期间(t )有： （1）或者写作 （2）当开关管S截止、二极管D导通期间(t2)，电感的反向电压使次级的二极管D导通，有： （3）或 （4）在t1期间，L1储存的磁能为L1I1P2 / 2；在t2期间，L2储存的磁能为L2I2P2 / 2。如变压器的效率为T，则有： （5）考虑到电感与线圈圈数的平方成正比，则L1 / L2 = (N1 / N2)2 ，于是有： （6）即 （7）再者,负载中流过的直流电流I0应等于次级电流在一周期内的平均值，即 （8）引入整流器的效率R （9）即 （10）类似地，可以求出输入电流的平均值 （11）则输入功率PIN = VINIIN = VINI1PD / 2,将式（11）代入得： （12）总效率以 = TR 表示，则输入功率为： （13）由以上诸式不难得到： （14） （15） （16）2.2 开关DC-DC变换器控制技术开关变换器由功率级和控制电路组成。控制电路的功能是调节功率级开关管的导通时间，使功率级电路的输出保持恒定。按照占空比的实现方式，开关变换器的控制方式可分为固定频率控制和可变频率控制两种18, 19。2.2.1 固定频率控制技术固定频率控制即开关周期固定不变，通过调整一个周期内开关导通时间来调节功率级输出，即使传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压反馈控制(Voltage Mode Control, VM)和电流反馈控制(Current Mode Control, CM)。1. 电压反馈控制图2.4所示为电压型控制Buck变换器，图2.5为其对应的主要波形。从图2.4可以看出，电压型控制方法是利用输出电压采样作为控制环的输人信号，将该信号与基准电压Vref，进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压Ve。误差电压Ve与振荡器生成的锯齿波Vsaw进行比较生成一脉宽与Ve大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路(图中未画出驱动电路)驱动开关管导通和关断，以实现开关变换器输出电压的调节。早期文献中Duty Cycle Control(Duty Ratio Programmed Contr01)都是特指的电压型控制。在电流型控制方法出现之后，才明确提出了Voltage Mode Control的说法。电压型控制方法只检测输出电压一个变量，因而只有一个控制环，所以设计和分析相对比较简单。由于锯齿波的幅值比较大，抗干扰能力比较强。其主要缺点是输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢。由于电压型控制对负载电流没有限制，因而需要额外的电路来限制输出电流。 图2.4 电压型控制电路 图2.5 电压型控制主要波形图电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起来就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今任然在工业界很好的被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法。优点：(1) PWM 三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；(2) 占空比调节不受限制；(3) 对于多电路输出电源，他们之间的交互调节效应较好；(4) 单一反馈电压闭环设计，调试比较容易；(5) 对输出负载的变化有较好的响应调节。缺点： (1) 对输出电压的变化动态响应较慢；(2) 补偿网络设计本来就较复杂闭环增益随输入电压变化使其更为复杂；(3) 输出lc滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将极点低频衰减买或者增加一个零点进行补偿；(4) 在传感及控制磁芯饱和故障方面较为麻烦复杂。2. 电流反馈控制电流型控制(Current Mode Contr01)又称为Current Injection(或Injected)Control或Current Programmed Control，1978年首次提出。电流型控制同时引入电容电压和电感电流2个状态变量作为控制变量，提高开关电源PWM控制策略的性能。由图2.6和图2.7可以看出，电流型控制方法和电压型控制方法的主要区别在于：电流型控制方法用开关电流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个输入信号。电流型控制方法的工作原理为：在每个周期开始时，时钟信号使锁存器复位开关管导通，开关电流由初始值线性增大，检测电阻RS上的电压VS也线性增大，当VS增大到误差电压VS时，比较器翻转,使锁存器输出低电平，开关管关断。直到下一个时钟脉冲到来开始一个新的周期。 图2.6 电流型设计电路 图2.7 电流型控制主要波形图由于电流型控制方法采用输出电流前馈控制，相对于电压型控制方法有更快的负载或输入瞬态响应速度，减小了输出电压的纹波；且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保护，因而在多个电源并联时，更便于实现均流。但电流型控制方法在占空比大于50时要产生次谐波振荡，从而产生稳定性问题。这通常可在比较器输入端使用一个补偿斜坡来消除。以上的电流型控制由于不能精确控制电流以及抗干扰性差等缺点，提出了平均电流型控制(Average Current Mode Control)。为了与平均电流型控制方法区别，上文所述的控制方法又称为峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)。平均电流型控制方法的控制电路见图2.8，检测电流经电流积分器积分后与误差电压Ve相减，其差值与锯齿波比较生成控制脉宽驱动开关。平均电流型控制方法不但提高了电流的控制精度，而且抗干扰性强，但是响应速度比峰值电流控制方法慢。电流模式控制的概念在流逝年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自己是反击开关电源。在气势年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。优点：(1) 暂态闭环响应较快，对输入电压变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；(2) 控制环易于设计；(3) 输入电压的调整可与电压模式种植的输出电压前馈技术相媲美；(4) 简单自动的磁通平衡功能；(5) 瞬时峰值电流限流功能，在内在固有的逐个脉冲限流功能6自动均流碧莲功能。缺点：(1) 占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；(2) 闭环响应不如平均电力模式控制理想；(3) 容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；(4) 对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，于控制电压变成决定的电流平相比较，开关器件改变关断时刻，是系统进入次谐波振荡；(5) 电路拓扑受限制；(6) 对多路输出电源的交互调节性能不好。 图2.8 平均电流型控制 图2.9 电荷型控制电荷型控制方法(Charge Control)是能够精确控制电流的另一种方法，其电路如图2.9所示。在开关S开通时电感电流对电容CT进行充电，当电容电压达到误差电压以时比较器翻转关断S。直到下个周期时钟脉冲到来再次开启S。在S关断期间CT将充电电荷完全放掉。电荷型控制方法可以控制每个周期的电量，可以更快更有效地控制电流。但是它不限制最大电感电流，并且对电流的瞬态变化响应速度慢，不能有效地保护开关管等功率器件。2.2.2 可变频率控制技术可变频率控制的开关控制周期随输入输出的变化而发生改变，其开关频率是可变的，可分为：恒定导通时间控制，恒定关断时间控制和滞环控制。1. 恒定导通时间控制开关变换器的恒定导通时间(COT)控制是一种特殊的脉频调制(pulse frequency modulation，PFM)控制技术，COT控制开关变换器在每一个开关周期内具有恒定导通时间TON，通过控制开关管的导通时刻，实现开关变换器输出电压的调整。 COT控制不需要PI调节器，具有结构简单，动态响应速度快、轻载效率高等优点而在工程实际中得到广泛的重视和应用。 图2.10 COT控制buck变换器 （a）电路图；（b）工作波形图2.10所示为COT控制buck变换器电路及其主要工作波形，COT控制器由比较器，导通定时器（ON TIMER）和RS触发器构成。当buck变换器输出电压瞬时值vo低于参考电压Vref时，比较器输出高电平，RS触发器置位，开关管S导通,输出电压上升,导通定时器决定开关管的导通时间Ton。开关管导通Ton时间后，导通定时器输出一个窄脉冲，使RS触发器复位，开关管关断，输出电压下降；当输出电压下降到参考电压时，开关管再次导通，进入下一个开关周期。因此，COT控制本质上是基于输出电压纹波谷值的控制技术。2. 恒定关断时间控制开关DC-DC变换器的固定关断时间(FOT)控制也是一种变频(Variable Frequency, VF)控制技术与传统控制技术相比，如电流型控制、电压型控制，COT控制和FOT控制因其控制电路不需要误差放大器及其补偿环路，结构简单，容易实现，具有动态响应速度快、轻载效率高等优点。FOT控制Buck变换器的电路原理图及其稳定工作时的时域波形如图2.11所示图1(a)中虚线框外是Buck变换器拓扑结构的主电路，包括输入电压E、开关管S、续流二极管D、电感线圈L、输出电容C、输出电容ESR r和负载电阻R；虚线框内是FOT控制电路，由比较器、关断定时器(Off Timer)和RS触发器构成。当Buck变换器输出电压瞬时值vo(t)到达参考电压Vref时，比较器输出高电平，RS触发器端输出电压VS为低电平，开关管S关断，vo开始下降。开关管的关断时间由关断定时器决定，当关断固定时间TOFF后，关断定时器输出一个窄脉冲，使RS触发器端VS为高电平，S导通，vo上升。当vo上升到Vref时，S再次关断，进入下一个开关控制周期。因此，FOT控制本质上是基于输出电压纹波的控制技术。 图2.11 FOT控制Buck变换器 (a) 电路图；(b) 稳定工作波形2.3 PSIM软件简介PSIM 是专门为电力电子和电动机控制设计的一款仿真软件。它可以快速的仿真和便利地与用户接触，为电力电子，分析和数字控制和电动机驱动系统研究提供了强大的仿真环境。PSIM和它的3个其它模型：电动机驱动模型，数字控制模型和联结模型。电动机驱动模型已经在机器模型和为驱动系统研究的机械装备模型里建立起来了。数字控制模型为数字控制分析提供了离散的元素，例如：零状态监控，z-domain 转换功能blocks,量子化blocks，数字滤波器。联结模型为共同仿真在PSIM 和Matlab / Simulink 之间提供了相互接触。PSIM仿真软件包括3 个方面：电路示意性的程序PSIM，PSIM 仿真器，波形形成过程项目SIMVIEW。而一个电路在PSIM里表现为4个部分：电力电路，控制电路，传感器和开关控制器。电力电路包括转换装置，谐振分支，变压器，连接感应器。S域和z域里的元器件和逻辑元器件和非线性元器件被用于控制电路。传感器测量电力、电路、电压和电流，并把数值传于控制电路。门信号经常由控制电路产生并通过开关控制器反馈到电力电路来控制开关。3 反激式变换器的建模与仿真分析在控制技术中，峰值电流(Peak Current Mode, PCM)控制及电压(Voltage Mode, VM)反馈控制都是一种常用的控制方法。本章将通过搭建PCM控制和VM控制反激式变换器PSIM仿真电路，通过仿真分析其工作情况和动力学特性，并给出其工作时典型的时域波形图和相轨图。由于反激式变换器中变压器原副边的电流传导不是连续的，故不能直接采用原副边的电流作为研究反激式变换器的电路变量，在此，引入安匝和3作为研究反激式变换器的一个电路变量。考虑到变压器原副边匝数比为N1:N2 = 3:2，从而得出安匝和的表达式是： （17）3.1 PCM控制反激式变换器的PSIM建模PCM控制反激式变换器的PSIM电路仿真建模步骤如下：1）用PSIM软件建立一个新的电路模型，命名为PCM-Fly back；2）在PSIM中打开电源模块组，复制一个电源模块E到PCM-Fly back中，暂设定电压值为8.9V。3）打开电力电子模块及元器件模块组，分别复制受控切换，失控的开关二极管D，电容C，负载电阻R，和一个变压器到PCM-Fly back电路图中，对各元器件进行连接，从而得出如图3.1所示。4）设定变压器的参数是初级绕组的电感L1，且原来初级和次级线圈的比例N1：N2，电容C的值为470 F，输入电压为E = 8.9 V，负载R为1 ，且参考电流Iref定为1.2 A，考虑到变压器原副边匝数比为N1:N2 = 3:2，所以引入的安匝和 = 3 i1 + 2 i2。5）所有组件都被假定为理想。开关是由峰值电流控制的。我们通过采样电阻把原边电流采集下来，所得信号I1送入比较器。与参考电流值Iref进行比较，当开关导通时，电感电流上升，达到峰值（有参考电流控制）；这时比较器输出信号，使开关关断，电感电流下降。下一个开关周期，开关再次导通如此进行周期性变化。我们用频率为10kHz来调制电感电流，一般情况下开关周期内电感电流峰值的包络线波动很小时，电感电流峰值与平均值很接近。但这意味着电感电流上升坡度平缓，要求电感大。由开关的门极信号控制电感电流的高频调制。这种控制方法中，开关频率是恒定的。图3.1 电流峰值控制反激式变换器3.2 PCM控制反激式变换器的仿真分析在不同的电路参数下，采用PCM控制反激式变换器的PSIM仿真电路，本节通过时域波形和相轨图研究分析了PCM控制反激式变换器的周期1，周期2，及混沌状态。不同电路参数下，周期1状态，周期2状态，及混沌状态的时域波形图和相轨图如下：周期1状态：当电容值C = 470 F，输入电压E = 18 V，负载R = 1 ，参考电流Iref = 1.2 A时，反激式变换器工作在CCM模式周期1状态，其时域波形图和相轨图如图3.2所示。 (a) (b)图3.2 周期1状态的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图由仿真可以得出，PCM控制反激式变换器可在较宽输入电压范围工作，且均工作在CCM模式。周期2状态：当电容值C = 470 F，输入电压为E = 18 V，负载R = 24 ，且参考电流Iref = 1.2 A。我们得出一个DCM的周期2的时域波形图和相轨图。如图3.3所示： (a) (b)图3.3 周期2状态的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图混沌状态1：当参考电流Iref = 2 A，电容值C = 470 F，输入电压E = 11 V，负载R = 20 。我们得出一个混沌的时域波形图和相轨图。如图3.4所示： (a) (b)图3.4 混沌状态1的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图混沌状态2：当参考电流Iref = 2 A，取电容值C = 470 F，输入电压E = 11 V，负载R = 15 。我们得出另一个混沌的时域波形图和相轨图。如图3.5 所示： (a) (b)图3.5 混沌状态2的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图3.3 VM控制反激式变换器的PSIM建模VM控制反激式变换器PSIM电路仿真建模步骤如下：1）用PSIM软件建立一个新的电路模型，命名为VM-Flyback；2）在PSIM中打开电源模块组，复制一个电源模块E到VM-Flyback中，暂设定电压值为5V。3）打开电力电子模块及元器件模块组，分别复制受控切换，失控的开关二极管D，电容C，负载电阻R，和一个变压器到VM-Flyback电路图中，对各元器件进行连接，且控制回路由一个比较器和一个误差放大器组成。从而得出如图3.6所示。4）设定变压器的参数是初级绕组的电感为L1，且原来初级和次级线圈的比例N1：N2 = 3：2，电容C的值为470 F，输入电压E = 5 V，负载R = 5 ，且参考电压Vref定为7 V。5）工作原理为：输出电压vo与参考电压Vref的误差经由放大系数为k的误差放大器放大，得到控制信号Ve与锯齿波信号Vramp比较来控制开关管。当Ve Vramp时，开关导通，二极管D截止，原边电流i1上升，副边电流i2 = 0；而当Ve Vramp时，开关截止，二极管D导通，原边电流i1 = 0，副边电流i2不断下降。当i2下降到为0时，开关和二极管都截止，i1 = i2 = 0，称此时反激式变换器工作在不连续导通模式（DCM）。前两种情况下，i1与i2中不同为零时，称此时反激式变换器工作在连续导通模式（CCM）。图3.6 反激式变换器的电压反馈控制电路3.4 VM控制反激式变换器的仿真分析对搭建出来的反激式变换器的电压反馈控制电路进行PSIM电路仿真，选取不同的参数，我们得出周期1状态，准周期状态，及多周期状态的时域波形图和相轨图。我们选取不同的参数，得出了如下所示的典型时域波形图和相轨图：周期1状态：选取电路参数为：E = 5 V，R = 5 ，C = 470 F，N1：N2 = 3：2，Vref = 7 V，k = 1。我们得到变换器工作在CCM周期1的模式，如图3.7所示： (a) (b)图3.7 周期1状态2的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图准周期状态：选取电路参数为：E=18V，R=24，C=470F ，N1：N2=3：2，Vref=7V，k=1。我们得到变换器工作在准周期的状态，如图3.8所示： (a) (b)图3.8 准周期1状态2的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图多周期状态：选取电路参数为：E = 32 V，R = 24 ，C = 470 F ，N1：N2 = 3：2，Vref = 5 V，k = 1。我们得到变换器工作在DCM多周期的状态，如图3.9所示： (a) (b)图3.9 准周期1状态2的仿真图 (a) 时域波形； (b) 相轨图4 反激式变换器的稳定工作参数域仿真与分析4.1 利用输入电压和负载确定稳定工作参数域通过以上的仿真分析可以看出反激式变换器的电流峰值控制电路在参考电流、电容值一定时随着输出电压E、负载R的改变得出的工作周期是不同的。为此我们把参考电流Iref 定为1.2 A，因为在这个参考电流下，电路工作状态较稳定。然后对输入电压E和负载R两个参数确定变换器的稳定工作时的参数区域。参数1：当负载的值为24 ，改变输入电压E的值。对此进行仿真分析来确定随着输入电压E的改变变换器稳定工作的参数区域。我们由小到大来选取输入电压E的参数：当E = 3 V时，得出的时域波形图和相轨图是