电力拖动自动控制系统_第2章 转速、电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法.pdf

幻灯片1电力拖动自动控制系统第2章转速、电流双闭环直流调速系统和 调节器的工程设计方法幻灯片2内容提要转速、电流双闭环控制的直流调速系统 是应用最广性能很好的直流调速系统。本 章着重阐明其控制规律、性能特点和设计 方法，是各种交、直流电力拖动自动控制 系统的重要基础。我们将重点学习：幻灯片3内容提要 转速、电流双闭环直流调速系统及其静 双闭环直流调速系统的数学模型和动态 性能分析 调节器的工程设计方法 按工程设计方法设计双闭环系统的调节 盎 弱磁控制的直流调速系统幻灯片42.1转速、电流双闭环直流调速系统 及其静特性问题的提出第1章中表明，采用转速负反馈和PI调 节器的单闭环直流调速系统可以在保证系 统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如：要求快速起制动，突加负载动态速降小等 等，单闭环系统就难以满足需要。幻灯片51.主要原因是因为在单闭环系统中不能随心所欲 地控制电流和转矩的动态过程。在单闭环直流调速系统中，电流截止 负反馈环节是专门用来控制电流的，但 它只能在超过临界电流值；d cr以后，靠 强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并 不能很理想地控制电流的动态波形。幻灯片6幻灯片7性能比较带电流截止负反馈的 单闭环直流调速系统 起动过程如图所 示，起动电流达到最 大值后，受电流 负反馈的作用降低下 来，电机的电磁转矩 也随之减小，加速过 程延长。图2-1 a）带电流截止负反馈 的单闭环调速系统幻灯片8性能比较（续）理想起动过程波形如图 所示，这时，起动电流 呈方形波，转速按线性 增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速 系统所能获得的最快的 起动过程。图2-1 b）理想的快速起动过程幻灯片93.解决思路为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值/d m的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量 的负反馈就可以保持该量基本不变，那 么，采用电流负反馈应该能够得到近似 的恒流过程。幻灯片10现在的问题是，我们希望能实现控制：起动过程，只有电流负反馈，没有转速 负反馈。稳态时，只有转速负反馈，没有电流负 反馈。怎样才能做到这种既存在转速和电流两 种负反馈，又使它们只能分别在不同的阶 段里起作用呢？幻灯片112.1.1转速、电流双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别 起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速 负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌 套（或称串级）联接如下图所示。幻灯片121.系统的组成图2-2转速、电流双闭环直流调速系统结构ASR转速调节器ACR电流调节器TG测速发电机 TA电流互感器UPE电力电子变换器幻灯片13图中，把转速调节器的输出当作电流 调节器的输入，再用电流调节器的输出 去控制电力电子变换器UPE。从闭环结 构上看，电流环在里面，称作内环；转 速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系 统。幻灯片142.系统电路结构为了获得良好的静、动态性能，转速 和电流两个调节器一般都采用PI调节 器，这样构成的双闭环直流调速系统的 电路原理图示于下图。图中标出了两个 调节器输入输出电压的实际极性，它们 是按照电力电子变换器的控制电压Q为 正电压的情况标出的，并考虑到运算放 大器的倒相作用。幻灯片15幻灯片16图中表出，两个调节器的输出都是带 限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压。*皿决定 了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Qm限制 了电力电子变换器的最大输出电压Ud m。幻灯片17二极管钳位的外限幅电路幻灯片18限幅电路（续）VSj vs2幻灯片194.电流检测电路电流检测电路 TA电流互感器幻灯片202.1.2稳态结构图和静特性为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构图，如下图。它可以很方便地根据上图的原理图画出 来，只要注意用带限幅的输出特性表示 PI调节器就可以了。分析静特性的关键 是掌握这样的PI调节器的稳态特征。幻灯片211.系统稳态结构框图u图2-4双闭环直流调速系统的稳态结构框图 计转速反馈系数电流反馈系数幻灯片222.限幅作用存在两种状况:饱和输出达到限幅值当调节器饱和时，输出为恒值，输入 量的变化不再影响输出，除非有反向的 输入信号使调节器退出饱和；换句话 说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输 出间的联系，相当于使该调节环开环。幻灯片23不饱和一一输出未达到限幅值当调节器不饱和时，正如1.6节中所阐 明的那样，PI作用使输入偏差电压在稳 态时总是零。幻灯片243.系统静特性实际上，在正常运 行时，电流调节器 是不会达到饱和状 态的。因此，对于 静特性来说，只有 转速调节器饱和与 不饱和两种情况。双闭环直流调速 系统的静特性如图 所示，幻灯片25(1)转速调节器不饱和U=Un=an=anQq*/=外式中a,p 转速和电流反馈系数。由第一个关系式可得U；n=n0(2-1)a从而得到上图静特性的C4段。幻灯片26静特性的水平特性与此同时，由于ASR不饱和，L/*；从上述第二个关系式可知:Id 劭，则qU*n，ASR 将退出饱和状态。幻灯片294.两个调节器的作用双闭环调速系统的静特性在负载电流小 于/d m时表现为转速无静差，这时，转速 负反馈起主要调节作用。当负载电流达到/d m后，转速调节器饱 和，电流调节器起主要调节作用，系统 表现为电流无静差，得到过电流的自动 保护。幻灯片30这就是采用了两个PI调节器分别形成 内、外两个闭环的效果。这样的静特性 显然比带电流截止负反馈的单闭环系统 静特性好。然而实际上运算放大器的开 环放大系数并不是无穷大，特别是为了 避免零点飘移而采用“准PI调节器”时，静特性的两段实际上都略有很小的静 差，如上图中虚线所示。幻灯片312.1.3各变量的稳态工作点和稳态参数计算双闭环调速系统在稳态工作中，当两个 调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系U；=Un=an=an0 0-3）U：=U、=0lL01dL（2-4）U M=Cen+IdR CeU；/a+IdLR c K$K Ks(2-5)幻灯片32上述关系表明，在稳态工作点上，转速n是由给定电压决定的 ASR的输出量是由负载电流儿决定的 控制电压Uc的大小则同时取决于n和/d,或者说，同时取决于和/业。幻灯片33这些关系反映了 PI调节器不同于P调 节器的特点。比例环节的输出量总是正 比于其输入量，而PI调节器则不然，其 输出量的稳态值与输入无关，而是由它 后面环节的需要决定的。后面需要PI调 节器提供多么大的输出值，它就能提供 多少，直到饱和为止。幻灯片34反馈系数计算鉴于这一特点，双闭环调速系统的稳态参 数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是 和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调 节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数：U*转速反馈系数&=丁区（2-6）电流反馈系数6幻灯片35两个给定电压的最大值U*nm和*皿由设 计者选定，设计原则如下：。*由受运算放大器允许输入电压和稳压电 源的限制；U*im为ASR的输出限幅值。幻灯片362.2双闭环直流调速系统的数学模型 和动态性能分析本节提要 双闭环直流调速系统的动态数学模型 起动过程分析 动态抗扰性能分析 转速和电流两个调节器的作用幻灯片372.2.1双闭环直流调速系统的动态数学模型在单闭环直流调速系统动态数学 模型的基础上，考虑双闭环控制的 结构，即可绘出双闭环直流调速系 统的动态结构框图，如下图所示。幻灯片381.系统动态结构图2-6双闭环直流调速系统的动态结构框图幻灯片392.数学模型图中WasrG）和WacrG）分别表示转速 调节器和电流调节器的传递函数。如果 采用PI调节器，则有%=K.%（5）二43幻灯片402.2.2起动过程分析前已指出，设置双闭环控制的一个重 要目的就是要获得接近理想起动过程，因此在分析双闭环调速系统的动态性能 时，有必要首先探讨它的起动过程。双闭环直流调速系统突加给定电压 由静止状态起动时，转速和电流的动态 过程示于下图。幻灯片41幻灯片421.起动过程由于在起动过程中转速调节器ASR经历 了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个 动态过程就分成图中标明的I、II、III三个 阶段。幻灯片43第I阶段电流上升的阶段（0，p突加给定电压t/n后，4上升，当4小 于负载电流/此时，电机还不能转动。当/d/d L后，电机开始起动，由于机电 惯性作用，转速不会很快增长，因而转 速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍 较大，其输出电压保持限幅值。*皿，强 迫电流4迅速上升。幻灯片44第I阶段（续）幻灯片45第I阶段（续）直到，/d=/d m，5=trim电流调节器 很快就压制4了的增长，标志着这一 阶段的结束。在这一阶段中，ASR很快进入并保 持饱和状态，而ACR一般不饱和。幻灯片46第n阶段恒流升速阶段（J）在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转 速环相当于开环，系统成为在恒值电流 少皿给定下的电流调节系统，基本上保 持电流小恒定，因而系统的加速度恒 定，转速呈线性增长。幻灯片47第II阶段（续）幻灯片48第II阶段（续）与此同时，电机的反电动势石也按线性增 长，对电流调节系统来说，E是一个线性 渐增的扰动量，为了克服它的扰动，Mo 和Uc也必须基本上按线性增长，才能保 持4恒定。当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按 线性增长，其输入偏差电压必须维持一定 的恒值，也就是说，人应略低于4 m。幻灯片49第II阶段（续）恒流升速阶段是起动过程中的主要 阶段。为了保证电流环的主要调节作用，在起动过程中ACR是不应饱和的，电 力电子装置UPE的最大输出电压也须 留有余地，这些都是设计时必须注意 的。幻灯片50第in阶段转速调节阶段（?以后）当转速上升到给定值时，转速调节器 ASR的输入偏差减少到零，但其输出却 由于积分作用还维持在限幅值U*加，所 以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，和L很快 下降。但是，只要4仍大于负载电流 4一转速就继续上升。幻灯片51幻灯片52第III阶段（续）幻灯片53第III阶段（续）此后，电动机开 始在负载的阻力 下减速，与此相 应，在一小段时 间内（J%），4/江，直到稳 定，如果调节器 参数整定得不够 好，也会有一些 振荡过程。幻灯片54第III阶段（续）在这最后的转速调节阶段内，ASR和 ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节 作用，而ACR则力图使4尽快地跟随其 给定值或者说，电流内环是一个 电流随动子系统。幻灯片552.分析结果综上所述，双闭环直流调速系统的起动 过程有以下三个特点：（1）饱和非线性控制（2）转速超调（3）准时间最优控制幻灯片56(1)饱和非线性控制根据ASR的饱和与不饱和，整个系统处于完 全不同的两种状态：当ASR饱和时，转速环开环，系统表现为恒 值电流调节的单闭环系统。当ASR不饱和时，转速环闭环，整个系统是 一个无静差调速系统，而电流内环表现为电 流随动系统。幻灯片57（2）转速超调由于ASR采用了饱和非线性控制，起动 过程结束进入转速调节阶段后，必须使转 速超调，ASR的输入偏差电压为负 值，才能使ASR退出饱和。这样，采用PI调节器的双闭环调速系统 的转速响应必然有超调。幻灯片58(3)准时间最优控制起动过程中的主要阶段是第n阶段的 恒流升速，它的特征是电流保持恒定。一般选择为电动机允许的最大电流，以 便充分发挥电动机的过载能力，使起动 过程尽可能最快。这阶段属于有限制条件的最短时间控 制。因此，整个起动过程可看作为是一 个准时间最优控制。幻灯片59最后，应该指出，对于不可逆的电力 电子变换器，双闭环控制只能保证良好 的起动性能，却不能产生回馈制动，在 制动时，当电流下降到零以后，只好自 由停车。必须加快制动时，只能采用电 阻能耗制动或电磁抱闸。幻灯片602.2.3动态抗扰性能分析一般来说，双闭环调速系统具有比 较满意的动态性能。对于调速系统，最 重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗 负载扰动和抗电网电压扰动的性能。幻灯片61幻灯片62抗负载扰动（续）由动态结构框图中可以看出，负载 扰动作用在电流环之后，因此只能靠 转速调节器ASR来产生抗负载扰动的 作用。在设计ASR时，应要求有较好 的抗扰性能指标。幻灯片632.抗电网电压扰动图2-8直流调速系统的动态抗扰作用 a）单闭环系统幻灯片64抗电网电压扰动（续）b）双闭环系统/电网电压波动在整流电压上的反映幻灯片653.对比分析在单闭环调速系统中，电网电压扰动的 作用点离被调量较远，调节作用受到多 个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵 抗电压扰动的性能要差一些。双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及 时的调节，不必等它影响到转速以后才 能反馈回来，抗扰性能大有改善。幻灯片664.分析结果因此，在双闭环系统中，由电网 电压波动引起的转速动态变化会比 单闭环系统小得多。幻灯片672.2.4转速和电流两个调节器的作用综上所述，转速调节器和电流调 节器在双闭环直流调速系统中的作 用可以分别归纳如下：幻灯片681.转速调节器的作用（1）转速调节器是调速系统的主导调 节器，它使转速很快地跟随给定电压 变化，稳态时可减小转速误差，如果采 用PI调节器，则可实现无静差。（2）对负载变化起抗扰作用。（3）其输出限幅值决定电机允许的最大 电流。幻灯片692.电流调节器的作用(1)作为内环的调节器，在外环转速的 调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随 其给定电压(即外环调节器的输出量)变 化。(2)对电网电压的波动起及时抗扰的作 用。(3)在转速动态过程中，保证获得电机 允许的最大电流，从而加快动态过程。幻灯片70（4）当电机过载甚至堵转时，限制电 枢电流的最大值，起快速的自动保护作 用。一旦故障消失，系统立即自动恢复 正常。这个作用对系统的可靠运行来说 是十分重要的。幻灯片712.3调节器的工程设计方法2.3.0问题的提出必要性用经典的动态校正方法设计调节器须同 时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互 有矛盾的静、动态性能要求，需要设计者 有扎实的理论基础和丰富的实践经验，而 初学者则不易掌握，于是有必要建立实用 的设计方法。幻灯片72问题的提出（续）-可能性大多数现代的电力拖动自动控制系统均 可由低阶系统近似。若事先深入研究低阶 典型系统的特性并制成图表，那么将实际 系统校正或简化成典型系统的形式再与图 表对照，设计过程就简便多了。这样，就 有了建立工程设计方法的可能性。幻灯片73设计方法的原则：（1）概念清楚、易懂；（2）计算公式简明、好记；（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数 调整的方向；（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出 简单的计算公式；（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控 制系统。幻灯片742.3.1工程设计方法的基本思路1.选择调节器结构，使系统典型化并满足稳定 和稳态精度。2.设计调节器的参数，以满足动态性能指标 的要求。幻灯片752.3.2典型系统一般来说，许多控制系统的开环传递函数 都可表示为R(s)W(S)TC(s)Kf(町 s+1)W(s)=Y-(2-8)用(率+1)i=l幻灯片76上式中，分母中的V项表示该系统在原点处有 重极点，或者说，系统含有个积分环节。根 据r=0,L 2,等不同数值，分别称作0型、I 型、II型、系统。自动控制理论已经证明，0型系统稳态精度低，而ni型和in型以上的系统很难稳定。因此，为了保证稳定性和较好的稳态精度，多 选用I型和n型系统。幻灯片771.典型I型系统 结构图与传递函数R(s)s(Ts+1)C(s)W(s)=Ks(Ts+l)(2-9)式中T系统的惯性时间常数;K系统的开环增益。幻灯片78幻灯片79性能特性典型的I型系统结构简单，其对数幅频特性的 中频段以-20d B/d ec的斜率穿越O d B线，只要参 数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定 是稳定的，且有足够的稳定裕量，即选择参数满 足吗 器 或 4 T4 5幻灯片802.典型n型系统 结构图和传递函数KS+1)/(小+1)C(s)W(s)=K(TS 4-1)/(+1)(2-10)幻灯片81幻灯片82性能特性典型的II型系统也是以-20d B/d ec的斜率穿越 零分贝线。由于分母中8项对应的相频特性是-180,后面还有一个惯性环节，在分子添上一 个比例微分环节（6+1）,是为了把相频特性抬 到-180线以上，以保证系统稳定，即应选择 参数满足ac T且7比丁大得越多，系统的稳定裕度越大。幻灯片832.3.3控制系统的动态性能指标自动控制系统的动态性能指标包括:跟随性能指标抗扰性能指标幻灯片84系统典型的阶跃响应曲线幻灯片851.跟随性能指标：在给定信号或参考输入信号的作用下，系统输出量的变化情况可用跟随性能指标 来描述。常用的阶跃响应跟随性能指标有 4一上升时间(T-超调量 q 调节时间幻灯片86幻灯片872.抗扰性能指标抗扰性能指标标志着控制系统抵抗扰动 的能力。常用的抗扰性能指标有 ACmax 动态降落一恢复时间一般来说，调速系统的动态指标以抗扰 性能为主，而随动系统的动态指标则以跟 随性能为主。幻灯片882.3.4典型I型系统性能指标和参数的关系典型I型系统的开环传递函数如式（2-9）所示，它包含两个参数：开环增益K和时 间常数T。其中，时间常数T在实际系统 中往往是控制对象本身固有的，能够由调 节器改变的只有开环增益K,也就是说，K是唯一的待定参数。设计时，需要按照 性能指标选择参数K的大小。幻灯片89K与开环对数频率特性的关系图2-13绘出了在不同K值时典型I型系统的 开环对数频率特性，箭头表示K值增大时特性 变化的方向。幻灯片90K与截止频率g的关系当g v 1/7时，特性以-20d B/d ec斜率穿 越零分贝线，系统有较好的稳定性。由图 中的特性可知201g K=20(lgc-lgl)=201g4所以 K=a)c(当 时)(2-12)幻灯片91式（2-12）表明，K值越大，截止频率 也越大，系统响应越快，但相角稳定裕 度7=90-arctggT越小，这也说明快速 性与稳定性之间的矛盾。在具体选择参数 K时，须在二者之间取折衷。下面将用数字定量地表示K值与各项性 能指标之间的关系。幻灯片921.典型I型系统跟随性能指标与参数的关系(1)稳态跟随性能指标：系统的稳态跟随性能指 标可用不同输入信号作用下的稳态误差来表示。表2-1 I型系统在不同输入信号作用下的稳杰误差输入信号阶跃输入 即)=&斜坡输入RQ)=卬加速度输入 即)岑稳态误差0%/K00幻灯片93由表可见：在阶跃输入下的I型系统稳态时是无差 的；但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K值成反比；在加速度输入下稳态误差为8 o因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。幻灯片94（2）动态跟随性能指标闭环传递函数：典型I型系统是一种二阶 系统，其闭环传递函数的一般形式为cl（）s2+2ns+（2-13）式中 以一无阻尼时的自然振荡角频率，或称 固有角频率；J 阻尼比，或称衰减系数。幻灯片95 K、T与标准形式中的参数的换算关系幻灯片96二阶系统的性质 当自1时，系统动态响应是欠阻尼的振 荡特性，当片1时，系统动态响应是过阻尼的单 调特性；当自=1时，系统动态响应是临界阻尼。由于过阻尼特性动态响应较慢，所以一般常把系统设计成欠阻尼状态，即0 1幻灯片97由于在典I系统中KTvl,代入式(2-16)得40.5。因此在典型I型系统中应取0.5 +l)(s+l)%、t2t3(7+1)(小+1)(4+1)工 aZ调节 器勺(3+1)3&sKp(中+1)2+1)TSKpi(+D qs参数 配合q=4T=Z 2=2巴=,tx=t2+t3幻灯片121表2-9校正成典型II型系统的几种调节器选择控制 对象s(Js+1)a&%(率+1)(总+1)TtT2s(7+l)(7；s+D7；Z相近s(Tts+)(T2s+i)TZ都很小(小+1)(口+1)(7+1)TtT2.调节 器与(3+1)k/f+i)(r,5+l)(T2+1)KpG|S+l)3K/1+l)3qsTS数合 参配%=hT=hT2认为：1_1_7s+14=%彳（班与）马二颂（或工）r,=h(T.+T2)r,=A(7；+7；)认工7s+l 7s幻灯片1222.传递函数近似处理（1）高频段小惯性环节的近似处理实际系统中往往有若干个小时间常数的 惯性环节，这些小时间常数所对应的频率 都处于频率特性的高频段，形成一组小惯 性群。例如，系统的开环传递函数为WG)=KS+1)小惯性环节可以合并幻灯片123当系统有一组小惯性群时，在一定的条 件下，可以将它们近似地看成是一个小惯 性环节，其时间常数等于小惯性群中各时 间常数之和。例如：1 1(7+1)(7+1)W+7；)s+l Q-4 7)近似条件 4云石(2-4 6)幻灯片124(2)高阶系统的降阶近似处理上述小惯性群的近似处理实际上是高 阶系统降阶处理的一种特例，它把多阶 小惯性环节降为一阶小惯性环节。下面 讨论更一般的情况，即如何能忽略特征 方程的高次项。以三阶系统为例，设其中，a,b,c都是正系数，且bca,即系统 是稳定的。幻灯片125降阶处理若能忽略高次项，可得近似的一阶系统 的传递函数为近似条件Q-52)幻灯片126（3）低频段大惯性环节的近似处理表2-9中已经指出，当系统中存在一个时 间常数特别大的惯性环节时，可以近似地 将它看成是积分环节，即-=一75+1-Ts幻灯片127近似条件、3(2-53)例如:叱(s)=KS+1)s(Tts+l)(T2s+l)网G)=KS+1)72(1s+d幻灯片128幻灯片1292.4按工程设计方法设计双闭环系统的 调节器本节将应用前述的工程设计方法来设计转 速、电流双闭环调速系统的两个调节器。主要内容为 系统设计对象 系统设计原则 系统设计步骤幻灯片1301.系统设计对象转速、电流双闭环调速系统图2-22双闭环调速系统的动态结构框图幻灯片131双闭环调速系统的实际动态结构图绘于 图2-22,它与前述的图2-6不同之处在于增 加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波 和两个给定信号的滤波环节。其中。一电流反馈滤波时间常数八0一转速反馈滤波时间常数幻灯片1322.系统设计原则系统设计的一般原则“先内环后外环”从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环 看作是转速调节系统中的一个环节，再设 计转速调节器。幻灯片1332.4.1电流调节器的设计设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化2.电流调节器结构的选择3.电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现幻灯片1341.电流环结构图的简化简化内容 忽略反电动势的动态影响 等效成单位负反馈系统 小惯性环节近似处理幻灯片135 忽略反电动势的动态影响在按动态性能设计电流环时，可以暂不 考虑反电动势变历的动态影喻，SPaeOo 这时，电流环如下图所示。图2-23a电流环的动态结构图及其化简幻灯片136 等效成单位负反馈系统如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都 等效地移到环内，同时把给定信号改成 U*i（s）/月，则电流环便等效成单位负反馈 系统（图2-23b）o图 2-23b幻灯片137 小惯性环节近似处理最后，由于Ts和为一般都比刀小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯 性环节，其时间常数为简化的近似条件为(2-55)(2-56)幻灯片138电流环结构图最终简化成图2-23c。m+图 2-23c幻灯片1392.电流调节器结构的选择典型系统的选择从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理 想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用I型 系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在 突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在 动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动 的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流 环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。幻灯片140电流调节器选择图2-23c表明，电流环的控制对象是双惯性型 的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的 电流调节器，其传递函数可以写成.K.（r：5+1）%cr G）=-（2-57）空式中号一电流调节器的比例系数；不一电流调节器的超前时间常数。幻灯片141为了让调节器零点与控制对象的大时间 常数极点对消，选择(2-58)则电流环的动态结构图便成为图2-24 a所 示的典型形式，其中K,=(2-59)幻灯片142校正后电流环的结构和特性a）动态结构框图夕K$（乙科+1）4b）开环对数幅频特性:幻灯片1433.电流调节器的参数计算式(2-57)给出，电流调节器的参数有：4和卬其中与已选定，见式(2-58),剩下的只有比例系数Kj,可根据所需要的 动态性能指标选取。幻灯片144参数选择在一般情况下，希望电流超调量Q W 5%,由表2-2,可选 4=0.707,&%=0.5,则1K=%=-(2-60)%i再利用式(2-59)和式(2-58)得到(2-61)幻灯片145注意如果实际系统要求的跟随性能指标不同,式(2-60)和式(2-61)当然应作相应的 改变。此外，如果对电流环的抗扰性能也有具 体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标 是否满足。幻灯片1464.电流调节器的实现幻灯片147电流调节器电路参数的计算公式R寓=丁(2-62)*=&C,(2-63)峥I幻灯片1482.4.2转速调节器的设计设计分为以下几个步骤：1.电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3.转速调节器参数的选择4.转速调节器的实现幻灯片1491.电流环的等效闭环传递函数 电流环闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个 环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图2-24 a可知W 此=4G)一 g+1)=1 吟s+l)&Ki(2-65)幻灯片150传递函数化简忽略高次项，上式可降阶近似为%丁(2-66)5+1近似条件可由式(2-52)求出式中 心转速环开环频率特性的截止频率。幻灯片151电流环等效传递函数接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为 因此电流环在转速环中应等效为4（s）叫心）一 7 u：g）P _L$+i(2-68)这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间 常数的一阶惯性环节。幻灯片152物理意义这就表明，电流的闭环控制改造了控制 对象，加快了电流的跟随作用，这是局部 闭环（内环）控制的一个重要功能。幻灯片1532.转速调节器结构的选择转速环的动态结构用电流环的等效环节代替图2-22中的电流 环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图 2-26a所示。图2-26a转速环的动态结构框图及其简化幻灯片154系统等效和小惯性的近似处理和电流环中一样，把转速给定滤波和反 馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改 成trn(5)/a,再把时间常数为1/K和的 两个小惯性环节合并起来，近似成一个时 间常数为的惯性环节，其中%=1+&(2-69)幻灯片155转速环结构简化图2-26b等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理幻灯片156转速调节器选择为了实现转速无静差，在负载扰动作用 点前面必须有一个积分环节，它应该包含 在转速调节器ASR中（见图2-26b）,现 在在扰动作用点后面已经有了一个积分环 节，因此转速环开环传递函数应共有两个 积分环节，所以应该设计成典型II型系 统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性 能好的要求。幻灯片157由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为%（s）=Kn（qs+l）（2-70）式中（一转速调节器的比例系数；%转速调节器的超前时间常数。幻灯片158调速系统的开环传递函数这样，调速系统的开环传递函数为aRw=Kn(rns+l)万=K/RQ+D 7ns C7ms(7111s+1)7ms511s+1)令转速环开环增益为K.K.aRn 一小乳则 尸二;s(&S+D(2-71)(2-72)幻灯片159校正后的系统结构KnG+D 广(修+1)”(s)图2-26c校正后成为典型II型系统幻灯片1603.转速调节器的参数计算转速调节器的参数包括（和中 按照典型n 型系统的参数关系，由式（2-38）7=力再由式（2-39）%=而产1haRTn幻灯片161参数选择至于中频宽应选择多少，要看动态性 能的要求决定。无特殊要求时，一般可选择h=5幻灯片1624.转速调节器的实现 模拟式转速调节器电路 图中 U*n转速给定 电压，-a一转速负反 馈电压，调节器的 输出是电流调节器 的给定电压。图2-27含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器幻灯片163转速调节器参数计算幻灯片164转速环与电流环的关系外环的响应比内环慢，这是按上述工程 设计方法设计多环控制系统的特点。这样 做，虽然不利于快速性，但每个控制环本 身都是稳定的，对系统的组成和调试工作 非常有利。幻灯片165设计举例请见教材例题2-1和例题2-2 o幻灯片166*2.6弱磁控制的直流调速系统本节提要 调压与弱磁的配合控制 非独立控制励磁的调速系统 弱磁过程的直流电机数学模型和弱 磁控制系统转速调节器的设计幻灯片167*2.6.1调压与弱磁的配合控制JOT*、N概述在他励直流电动机的调速方法中，前 面讨论的调电压方法是从基速（即额定 转速）向下调速。如果需要从基速向上调速，则要采用 弱磁调速的方法，通过降低励磁电流，以减弱磁通来提高转速。幻灯片168两种调速方式1.恒转矩调速方式按照电力拖动原理，在不同转速下长 期运行时，为了充分利用电机，都应使 电枢电流达到其额定值人。于是，由于 电磁转矩心二用/,在调压调速范围 内，因为励磁磁通不变，容许的转矩也 不变，称作“恒转矩调速方式”。幻灯片1692.恒功率调速方式而在弱磁调速范围内，转速越高，磁 通越弱，容许的转矩不得不减少，转矩 与转速的乘积则不变，即容许功率不 变，是为“恒功率调速方式”。幻灯片170由此可见，所谓“恒转矩”和“恒功率”调速方式，是指在不同运行条件下，当 电枢电流达到其额定值小时，所容许的 转矩或功率不变，是电机能长期承受的 限度。实际的转矩和功率究竟有多少，还要由其具体的负载来决定。幻灯片171恒转矩类型的负载适合于采用恒转矩 调速方式，而恒功率类型的负载更适合 于恒功率的调速方式。但是，直流电机 允许的弱磁调速范围有限，一般电机不 超过1:2,专用的“调速电机”也不过 是 1:3 或 1:4 o幻灯片172调压和弱磁配合控制当负载要求的调速范围更大时，就不 得不采用调压和弱磁配合控制的办法，即在基速以下保持磁通为额定值不变，只调节电枢电压，而在基速以上则把电 压保持为额定值，减弱磁通升速，这样 的配合控制特性示于下图。幻灯片173幻灯片174从图中可知：调压与弱磁配合控 制只能在基速以上满足恒功率调速 的要求，在基速以下，输出功率不 得不有所降低。幻灯片175*2.6.2非独立控制励磁的调速系统1.系统设计要点：在基速以下调压调速时，保持磁通为额定 值不变；在基速以上弱磁升速时，保持电压为额定 值不变；弱磁升速时，由于转速升高，使转速反馈 电压也随着升高4,因此必须同时提高转 速给定电压外*，否则转速不能上升。幻灯片176幻灯片177 系统部件说明图中 rp2 一给定电位器 AFR励磁电流调节器 VFC励磁电流可控整流装置幻灯片178工作原理在基速以下调压调速时，R P2不变保持 磁通为额定值，用R Pi调节转速，此时,转速、电流双闭环系统起控制作用。在基速以上弱磁升速时，通过R P?减少 励磁电流给定电压，从而减少励磁磁 通，以提高转速；为保持电枢电压为额 定值不变，同时需要调节R P1,以提高 电压。幻灯片179由于需要分别调节RP1和RP2，因此称为独立控制励磁的调速系 统。幻灯片1803.非独立控制励磁的调速系统在调压调速系统的基础上进行弱磁控 制，调压与调磁的给定装置不应该完全独 立，而是要互相关联的。从上图可以看 出，在基速以下，应该在满磁的条件下调 节电压，在基速以上，应该在额定电压下 调节励磁，因此存在恒转矩的调压调速和 恒功率的弱磁调速两个不同的区段。幻灯片181实际运行中，需要选择一种合适的控 制方法，可以在这两个区段中交替工作，也应该能从一个区段平滑地过渡到另一个 区段中去，下图便是一种已在实践中证明 很方便有效的控制系统，称作非独立控制 励磁的调速系统。幻灯片182幻灯片183系统部件说明图中 TVD电压隔离器 AE 电动势运算器 AER 电动势调节器幻灯片184工作原理控制的基本思想根据E=Ke原理，若能保持电动势 E不变，则减少电动机的励磁磁通，可以 达到提高转速的目的。为此，在励磁控制系统中引入电动势 调节器AER,利用电动势反馈，使励磁 系统在弱磁调速过程中保持电动势E基 本不变。幻灯片185电动势的检测由于直接电动势比较困难，因此，采 用间接检测的方法。通过检测电压Ud 和电流，d，根据石二为一尺4+乙也/曲，由电动势运算器AE,算出电动势E的 反馈信号q o-电动势的给定由R P2提供基速时电动势的给定电压 Q*，并使 Q*=95%/。幻灯片186控制过程在基速以下调压调速 设置95%/，贝 iJ，EUe，AER饱和，相当于电势环开 环。AER的输出限幅值设置为满磁给定，加到励 磁电流调节器AFR,由AFR调节保持磁通为 额定值。用R Pi调节转速，此时，转速、电流双闭环 系统起控制作用。幻灯片187控制过程（续）在基速以上弱磁升速：调节R Pi提高转速给 定电压，使转速上升。当95%小时，E 95%，使 U；L/e,AER开始退饱 和，减少励磁电流给定电压，从而减少励 磁磁通，以提高转速。幻灯片188 系统运行分析 如果负载是恒功率负载，则4和为都保 持满磁时的稳态值不变；如果是恒转矩负载，则随着下降，右和 为都上升，所以在电动势给定设置时留有 5%的余量，让为可以上升至Uioo%0n。幻灯片189 AE的设计反电势信号的重构根据直流调速系统主电路回路方程E=UiRa_ 件(2-96)at可采用运算放大器组成模拟计算电路 来实现AE。幻灯片190AE的模拟电路结构电动势运算器模拟电路幻灯片1912.6.3弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁 控制系统转速调节器的设计前面讨论的直流电动机数学模型都是在 恒磁通条件下建立的，它不能适用于弱磁 过程。当磁通为变量时，参数Ce和Cm都不能再 看作常数，而应被Ke和Km所取代，这时式(1-4 8)和(1-4 9)所表示的电动 势和电磁转矩应改成幻灯片192变参数直流电动机数学模型电动势方程 E=KQ(2-97)电磁转矩方程 Te=Km(PId(2-98)T gd2r机电时间常数 5 375KK02(2-99)这里，7m不能再视作常数。幻灯片193弱磁过程的直流电动机动态结构幻灯片194注意（1）图2-37是包含线性与非线性环节的结构 图，其中只有线性环节可用传递函数表示。（2）乘法器等非线性环节的输入与输出变量 只能是时间函数，因此各变量都用时间函数 标注。（3）非线性环节与线性环节的连接纯属结构 上的联系，在采用仅适用于线性系统的等效 变换时须十分慎重。幻灯片195转速调节器的设计由于在弱磁过程中直流电动机是一个非 线性对象，如果转速调节器ASR仍采用线 性的PI调节器，将无法保证在整个弱磁调 速范围内都得到优良的控制性能。为了解 决这个问题，原则上应使ASR具有可变参 数，以适应磁通的变化。一种简单的办法 是在ASR后面增设一个除法环节，使其输 出量（表示*）除以磁通。后再送给ACR 作为输入量，如图2-38所示。幻灯片196图2-38弱磁控制系统中的转速环结构框图幻灯片197如果忽略电流环小时间常数1/K,的影响，则+0和X。两个非线性环节相邻，可以对 消，使ASR的控制对象简化成线性的。于是，ASR便可按一般适用于线性系统的 方法来设计。在基速以下的恒磁控制时，所 设计的ASR仍能适用。在微机数字控制系统 中，调节器的参数可以随磁通实时地变化，就可以考虑电流环小时间常数的影响了。一回目录=101幻灯片198本章小结 本章以转速、电流双闭环直流调速系统 为重点介绍了多