DC-AC逆变电路详细分析.pdf

目录一、概述.31、逆变器的定义.32、逆变技术的发展趋势.4二、单相电压源逆变器.51、推挽式逆变电路.62、半桥式逆变电路.73、单相全桥逆变电路.83.1移相调压法.93.2脉宽调节法.104、单相方波逆变器的输出波形分析.115、单相全桥正弦波逆变技术.135.1单极性正弦波脉宽调制方式.135.2双极性正弦波脉宽调制方式.166、实用电路.25三、三相逆变器.261、三相电压型逆变器.26L1三相电压型方波逆变器.271.2 三相电压型SPWM逆变器基本原理.301.3 SPWM波形生成技术.311.4 双极性调制及逆变器输出电压.321.5 自然采样法.361.6 规则采样法.381.7 消除有限次谐波的PWM调制方法.391.8 过调制问题.412、三相电流型逆变器.42四、带高频环节逆变技术.451、概述.452.1.1 降压斩波电路.462.2.2 JI)lx 542.2 隔离型DC-DC变换器.632.2.1 基本电路的动作说明.642.3 后级DC-AC逆变器.712.3.1 概述.71232逆变器的设计规格.722.3.3 基于DSP逆变器的优势.722.3.4 DC-DC推挽变换部分.73五、逆变器的组合、并联、多重叠加和多电平技术.741、概述.741L1逆变器的组合.741.2 逆变器的并联.831.2.1 概述.831.2.2 并联技术的现状.841.2.3 并联逆变的关键技术均流和同步.941.3 逆变器的多重叠加.961.3.1 单相串联多重叠加技术.961.3.2 三相逆变器的多重叠加技术.1071.4 逆变器的多电平变换技术.1141.5 二极管箝位型三电平变换.1141.6 二极管箝位型五电平变换.119六、并网型逆变技术.1231、光伏并网逆变技术.1231.2 小型光伏电路.1241.3 XE弓玄 1241.4 大型光伏并网发电技术.1272、风机并网发电技术.1282.1 概述.1282.2 变速风力发电机组中的逆变器.131附:参考文献2逆变器一、概述逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中一个 重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机交流发 电机的旋转方式逆变技术，发展到二十世纪六、七十年代的晶闸管逆变技术，而二十一世纪的逆变 技术多数采用了 MOSFET、I GBT、GTO、I GCT、MCT等多种先进且易于控制的功率器件，控制电 路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（DSP）控制。各种现代控制理论 如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆 变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压 直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源 的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋须怀疑，随 着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优 越的方向发展。1、逆变器的定义逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用，把直流电能转变成交流电能的一 种变换装置，是整流变换的逆过程。逆变器及逆变技术按输出波型，主电路拓朴结构、输出相数等方式来分类，有多种 逆变器，具体如下：方波逆变器 正弦波逆变器（按输出电压波形分类）-阶梯波逆变器，单项逆变器三相逆变器（按输出交流电相数分类）-多项逆变器3电压源型逆变器-电流源型逆变器（按输入直流电源性质分类）推挽逆变器 J半桥逆变器 全桥逆变器单向逆变器 双向逆变器有源逆变器 无源逆变器低频逆变器Y工频逆变器 Y中频逆变器、高频逆变器（按主电路拓朴结构分类）（按功率流动方向分类）（按负载是否有源分类）（按输出交流电的频率分类）低频环节逆变器 高频环节逆变器（按直流环节特性分类）2、逆变技术的发展趋势逆变技术的原理早在1931年就有人研究过，从1948年美国西屋电气公司研制出第 一台3KHZ感应加热逆变器至今已有近60年历史了，而晶闸管SCR的诞生为正弦波逆变 器的发展创造了条件，到了 20世纪70年代，可关断晶闸管（GT0）、电力晶体管（BJT）的问世使得逆变技术得到发展应用。到了 20世纪80年代，功率场效应管（MOSF ET）、绝缘栅极晶体管（IGBT）、MOS控制晶闸管（MCT）以及静电感应功率器件的诞生为逆变 器向大容量方向发展奠定了基础，因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化，大容量 化创造了条件。进入80年代后，逆变技术从应用低速器件、低开关频率逐渐向采用高 速器件，提高开关频率方向发展。逆变器的体积进一步减小，逆变效率进一步提高，正 弦波逆变器的品质指标也得到很大提高。另一方面，微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，传统的逆变技术需 4要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成，随着逆变技术复杂程度的增加，所需 处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从8位的 带有PWM 口的微处理器到16位单片机，发展到今天的32位DSP器件，使先进的控制技 术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等在逆变领域得到了较 好的应用。总之，逆变技术的发展是随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展而 发展，进入二十一世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的 方向发展。3、逆变器的主要技术指标逆变器有许多重要指标，介绍如下：1）额定容量2）额定功率3）输出功率因数4）逆变效率5）额定输入电压、电流6）额定输出电压、电流7）电压调整率8）负载调整率9）谐波因数10）总谐波畸变率11）畸变因数12）峰值子数二、单相电压源逆变器电压源逆变器是按照控制电压的方式将直流电能转变为交流电能，是逆变技术中最 为常见和简单的一种，下面从单相电压源逆变器入手，并由浅入深。要从一个直流电源中获取交流电能，有多种方式，但至少应使用两个功率开关元件,单相逆变器有推挽式、半桥式、全桥式三种电路拓朴结构，如果每半个工频周期内只输 5出一个脉冲，我们称其为方波逆变器，如果每半个周期内有多个脉宽组成，并且脉冲宽 度符合正弦波调制（SPWM）规律，则称其为正弦波脉宽调制输出。方波逆变技术实质上 是一个单脉冲调制技术，下面介绍其工作原理。1、推挽式逆变电路图2-1是单相推挽式逆变器的拓朴结构，该电路由两只共负极的功率开关元件和一个初级带有中心抽头的升压变压器组成，若交流负载为纯阻性负载，当3Wt Wt2时VTi功率管加上栅极驱动信号Ugl,V3导通，VTz截止，变压器输出端感应出正电 压；当ts WtWt,时，VTz功率管加上栅极驱动信号Ug2,VT2导通，VL截止，变压器输出 端感应出负电压，波形如图2-2所示，若负载为感性负载，则变压器内的电流波形连续，输出电压、电流波形如图2-2 推挽电路波形6图2-3推挽电路感性负载波形图2-3所示，推挽逆变器的输出只有两种状态+V0和-V0,实质上是双极性调制，通过调节VT1和VT2的占空比来调节输出电压。推挽式方波逆变器的电路拓朴结构简单，两个功率管可共地驱动，但功率管承受开 关电压为2倍的直流电压，因此适合应用于直流母线电压较低的场合。另外，变压器的 利用率较低，驱动感性负载困难。2、半桥式逆变电路半桥式逆变电路的拓朴结构如图2-4所示，两只串联电容的中点作为参考点，图2-4半桥电路拓朴结构7当开关元件V。导通时，电容G上的能量释放到负载RL上，而当VT2导通时，电容 C2上的能量释放到负载RL上，VTi和VT2轮流导通时在负载两端获得了交流电能，半桥 逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压Ud,由于电容G和C2两端的电压 均为Ud/2（假设GX2）,因此功率元件V1和VT2承受的电流为2 Id。实质上单相半桥电 路和前一节讨论的单相推挽电路在电路结构上是对偶的，读者可自行分析半桥电路的工 作过程。半桥型逆变电路结构简单，由于两只串联电容的作用，不会产生磁偏或直流分量，非常适合后级带动变压器负载，当该电路工作在工频（50或者60乩）时，电容必须选取 较大的容量，使电路的成本上升，因此该电路主要用于高频逆变场合。3、单相全桥逆变电路单相全桥逆变电路也称“H桥”电路，其电路拓朴结构如图2-5所示，由两个半 桥图2-5单相全桥电路拓朴结构电路组成，以180方波为例说明单相全桥电路的工作原理，功率开关元件孰与Q 4互补,Q 2与Q,互补，当Q i与Q 3同时导通时，负载电压U=+Ud；当Q 2与Q 4同时悼通时，负载两 端U广-Ud,Q 1Q 3和Q 2 Q 4轮流导通，负载两端就得到交流电能。8图2-6全桥输出电压、电流波形假设负载具有一定电感，即负载电流落后与电压8角度，在Q 1Q 3功率管栅极加上驱动信号时，由于电流的带后，此时DI D3仍处于导通续流阶段，当经过y电角度时，电流过零，电源向负载输送有功功率，同样当Q 2 Q 4加上栅极驱动信号时D2 D4仍处于 续流状态，此时能量从负载馈送回直流侧，再经过y电角度后，Q 2 Q 4才真正流过电流。单相全桥电路上述工作状况下Q1Q3和Q2Q4分别工作半个周期，其输出电压波形为180度的 方波，事实上这种控制方式并不实用，因为在实际的逆变电源中输出电压是需要可以控制和调节的,下面介绍输出电压的调节方法移相调压法和脉宽调压法。3.1移相调压法图2-7为移相控制原理，Q I Q 4互锁，Q 2 Q 3互锁，且均为180C方波信号，但Q 1Q 4桥臂所加的方波与Q 2 Q 3桥臂所加的方波相位错开夕角度，9QA5D3 QaQQTfblac*fwTfbl ac*fw-K-图2-7移相控制原理假设负载功率因数在（01）之间，且电流滞后于电压某一角度，则移相电路可分 为6个不同的工作时间段：第一时段：有功输出模式，输出电压电流均为正-Q i Q 3导通第二时段：续流模式，电压为零但电流为正Q|Q 2导通 第三时段：回馈模式，电压为负但电流为正一一D2 D4导通 第四时段：有功输出模式，电压为负电流为负Q 2 Q 4导通 第五时段：续流模式，电压为零但电流为负Q 4D3导通 第六时段：回馈模式，电压为正但电流为负DD导通采用移相控制方式调节输出电压只需调节相移角y即可，由于四个功率开关元件和 四个续流二极管轮流对称工作，因此每个器件所承受的应力对称相等，对延长器件寿命 有利。3.2脉宽调节法脉宽调节的控制波形如图2-8所示，用一个幅值为Ur的直流参考电平与幅值为Uc10图2-8脉宽调节的控制波形的三角波载波信号进行比较，得到Q 33和Q 2 Q 4的基极驱动信号，其中5和Q 4互补。当 Uc在01范围内变化时，脉冲宽度可在0180范围内变化，从而改变输出电压Uo。图 2-8所示的控制方式中“H桥”斜对角的功率开关同时导通和关断，四个功率开关在1T 0 7t 020,-区间,2 2区间2兀一3区间均不导通在这种情况下若负载功率因数在（oi）之间，续流二极管将完成部分能量从负载回馈至直流侧的作用，这种工作方式中输出只有+1、T两种状态，我们称之为双极性调制；与之相反的单极性 调制法是保证输出具有+1、0、-1三种状态，该方法将在后续章节中讨论。4、单相方波逆变器的输出波形分析推挽式、半桥式、全桥式逆变器输出的方波或矩形波，如图2-9所示。图2-9矩形波形a）脉宽为180 b）脉宽为（180-y）11图2-9a所示方波的傅里叶级数展开式为8 AH N N 2 Q)=X -s in(not)(2-1)=1,3,5.式中q推挽式方波逆变器一次测单个绕组上的电压；M推挽式方波逆变器一次测两个相同的绕组匝数；n2 推挽式方波逆变器一次测绕组匝数 方波中含有幅值为45岫1(Ne)的基波分量外，还含有较大的低次谐波(3,5,7,9 次)分量。该方波输出电压的有效值为。2=1位(GM/M)Z=GM/N(2-2)其基波分量的有效值为4U N/N?A/?U2l=一-=-UiN2/Ni=0.9(/(W2/?/1(2-3)J2乃 乃方波输出电压的畸变率THD为)。四/2)2(0.9SM/N炉 0.9UiN2/Ni=48%(2-4)脉宽为6=180-2夕的矩形波，如图2-9b所示，输出电压的傅里叶级数展开式为 4U.N2/N,、./、u2t)=乙-Lcos(w(p)s m(w fo?)“=1,3,5.(2-5):4aM/N 1,*、=!-Lx(-1)2 xs in s in(&)怎7 I 2 J该矩形波同样只含有各奇次谐波，并且基波及谐波的幅值随脉宽变化，当脉宽等于120时，3次及3倍数次谐波等于零。由图2-9b可知，脉宽。与调制度m有关，即0=mn(2-6)式中e脉宽m一调制度输出电压的有效值为12I 1 I（乃+0）/2 2 fg2=J-I（N2/N,）d（次）=一。也/乂V 71 冗t）i2 N 7T（2-7）由式（2-4）、（2-5）、（2-6）可知,n次谐波的含量Ik/（也岫/N D、总的谐波畸变 度THD与调制度m的关系，如图2-10所示。矩形波的THD随脉宽变化，即使脉宽为120 时，THD仍有30%。图2-10矩形波的n次谐波含量、总谐波畸变度与调制度的关系5、单相全桥正弦波逆变技术前面所述的方波逆变电路虽然结构简单，但输出的电能质量较差，谐波分量大，随 着功率器件的发展，正弦波脉宽调制（SPWM）技术得到了广泛的应用，SPWM控制是在逆 变器输出交流电能的一个周期内，将直流电能斩成幅值相等而宽度根据正弦规律变化的 脉冲序列，该脉冲序列的宽度是随正弦波幅值变化的离散脉冲，经过滤波后得到正弦波 交流电能。正弦波脉宽调制分为单极性调制和双极性调制两种方式，下面分别介绍其工作原理。5.1单极性正弦波脉宽调制方式用幅值为U,的参考正弦波与幅值为U,、频率为力的三角波以比较，产生功率开 关驱动信号。单极性正弦脉宽调制原理波形如图2-11所示，图2-lla是用两个极性相 反的参考正弦波与双向三角形载波相交产生功率开关驱动信号；图2-llb是用单相正弦 波全波整流电压信号与单向三角形载波交截、再通过倒相得到功率开关驱动信号，或直 接用参考正弦波与单向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。13图2-11单极性正弦脉宽调制SPWM原理波形 a）双向三角形载波Jnnnn口口wnnn,Hnnnnnn.”，I图2-11单极性正弦脉宽调制SPWM原理波形（续）b）单向三角形载波参考波频率力决定了输出频率/。，每半周期的脉冲数决定于载波频率力。14通过改变参考正弦波幅值改变调制度，输出电压峰值由。变到SN z/M。如果第/个脉冲宽度为距则由式u”图小高函卡u,*可以得到输出电压有效值为(2-8)式中p每半周期的脉冲数;%第/个脉冲宽度由式A=2也警式纥=包M/”诂 j=2可计算输出电压的傅里叶级数的系数为A 苣 2 SM/M幺 n兀s in n(a j+%)-s in nai八 2U.N,/N,r,八 jBn=-4cos q-cos n(a j+0：)j=i 兀,(2-9)(2-10)式中CLj第j个脉冲的起始角;%第/个脉冲宽度以半个周期内有5个调制脉冲为例，单极性正弦脉宽调制谐波含量、THD与调制度 的关系，如图2-12所示范，其THD明显比多脉宽调制低。这类调制方法消除了所有低于或等于2p-1次谐波，p=5时最低次谐波为9次。15图2-12单极性正弦脉宽调制谐波含量、THD与调制度的关系5.2双极性正弦波脉宽调制方式双极性正弦脉宽调制原理如图2-13所示。输出电压.。）波形在。2几区间中心对 称、在0区间轴对称，其傅里叶级数展开式为80。）=Bn s in ncot（2-11）九二1,3,5式（2-11）中久=2Wo）s in（女）。输出电压0。）是幅值为U,N z/N、频率为&的 TC方波与幅值2。,加2/N、频率为人的负脉冲序列（起点和终点分别为、2、a2p-a2 p）的叠加。因此=Ui-s in ncotd(cot)-2Ui-s in ncotd(cot)-s in ncotd(cot)纥2Ui 丁 s in ncotd(cot)-cos n(z2 j.)16(2-12)输出电压为Pl-(cos Ma2 y_1-cos m j=ia2j)s in ncot(2-13)输出电压基波分量“01为P1-(cos h a 2-cos n a2 y)s in cot j=i(2-14)Tnnmnrmim皿 Inn n Hnnnmnnn.,-吗快。Nk3F图2-13双极性正弦脉宽调制波形输出电压谐波含量与调制度的关系如图2-14所示。17图2-14输出电压谐波含量与调制度的关系5.3 SPWM逆变器调压性能分析SPWM逆变器的调压性能是指采用PWM控制时逆变器输出基波电压的调节范围、线 性度和电压利用率。由上述分析可知：（1）输出电压的基波幅值加随调制度m的变化 连续可调，载波比k较高时，U0bM与m间有线性关系，且与k值无关；（2）当k值较低 时，调压线性度变差。上述现象可从图2-15所示的电压频谱图得到解释，整个频谱包含三种谐波幅值：（1）基波幅值丽在k值较高时由m值决定，其频率=27tfo取决于调制信号k的重复 频率；（2）与载波频率g成整数倍的各点二c5=l、2、3）形成中心频率，与此频率 相对应的谐波幅值较大，其大小随m值增大而增大；（3）以仁为中心组成各个边频谐 波幅值衰减的频带，边频带中相邻两次谐波的频差为/,如k=9时输出电压所包含的 谐波为7、9、11、17、19（偶次谐波为零）。18图2-15正弦脉宽调制输出电压频谱频率是最低的一个频带，其中心频率为g,中心频率与基频相距为(4-1)。由 于边频谐波幅值自中心频率向两侧衰减，因此k值较高时相当于g远离,边频谐波 幅值在接近g以前衰减为零，无混叠现象产生，基波幅值完全由m值控制并呈良好线 性关系。相反的，k值较低时，叫接近与。,这时将产生混叠现象，尤其是m值较高 时边频谐波较高，下边频谐波在。位置尚未衰减为零，即基波幅值将在原。0bli的基础 上叠加一个边频分量，这就破坏了基波幅值随m线性变化的关系，导致m值越高向上偏 离值越大的现象。此外，k值越高，输出电压中所包含幅值较高的低次谐波次数便越高。5.4.实用的逆变电源的设计上一节介绍了 SPWM脉宽调制波形的发生，在实际设计逆变电源时，仅仅能够产生 脉冲宽度是远远不够的，一个品种的逆变器设计、研发过程是非常复杂的，一般要经过 下面的程序19下面以一台48Vde逆变为2 2 0Vac,容量为2 KVA的逆变器的设计制造过程为例，说明 其过程。要研制一台上述规格的逆变器，首先要明确用户的需要，以用户为通信行业为例，我们首先要满足通信行业的相关标准，如：YDT777-1999 通信用逆变器20GB/T176 2 6 电磁兼容系列标准(等同于IEC6 1000)IEC6 102 4 建筑物的雷电防护然后按照用户的要求和对产品本身性能的定位确定设计任务书。上述案例要求将直 流48V转变成交流2 2 0V,按两倍直流母线电压选择余量，则应选取100V电压等级的功 率器件，一般在低压时应选取功率MOSF ET；对电流额定值的选取，一般应选择3倍余量,若逆变效率为85%,允许的直流最低电压为42V,允许过载能力为120%,则直流电流的 最大值为2x1,xl2 0%=6 7(A)，再考虑3倍的电流余量，应选择2 00A的功率MOSF ET。42 yx 85%那是否有正好适合的100V,2 00A的功率MOSF ET呢？查阅相关资料后可知IXYS公司的“HIPERF ET”Pow er MOSF ET,型号为 IXF N 2 30N 10 比较适合。其参数如下：ID=2 30A,RDS(on)=0.006 Q,Q G(on)=6 90n c,封装形式为 IS0PLUS2 2 7。选择了主功率器件后若采用工频逆变技术，应设计主变压器，其设计首先应选择逆 变变压器的效率指标、变比、和漏抗三个重要的数据，总效率为逆变桥效率X变压器效 率X滤波器效率，一般要求变压器效率在95%以上，最好采用冷轧型簿型硅钢片，至于 匝比，应考虑直流允许范围及输出电压精度两个重要指标，也就是应在最严重工况，如 输入为42 Vdc,输出功率为2 KVA时，应保证输出电压仍在2 2 0V允许波动范围以内。输出滤波器的设计，是逆变器设计的一个重点，通常采用常K型型低通滤波器，常K型型低通滤波器如图2-16所示。串臂阻抗Z1与并臂阻抗Z2的乘积Z.Z2=jcoLU ja)Cf)=/Cf=K,一旦Lf、Cf值确定后，K为常数、不随频率变化,故称为常K型型低通滤波器。由于具有阻抗平方量纲，故常数K也可用滤波器的另一重要参数R表示，即Lf/Cf=K=R2(2-15)式中Lf-滤波电感；Cf滤波电容R=Lf/Cf(2-16)式中R一标称特性阻抗21图2-16常K型型低通滤波器四端网络在输入端、输出端均处于阻抗匹配时工作最好，图19-8所示的四端网络 的输入端、输出端特性阻抗分别为ZC1=Jz,J1+Z1/Z2=“f/g-(2-17)Zc2=JZ1Z2 J1+ZJZ2=Lf/cf l-CD2LfCf=R/l-a)2LfCf(2-18)式中心串臂阻抗；z2并臂阻抗当0=0时，Z“=Ze?=Lf IC,故R是频率为零时的特性阻抗，称之为标称特性阻抗。型滤波器的传通条件为-IWZJZ2 0,即-1(，4/尺)2 0,故可得0coLf Z2=l/(jg)和式(2-2 0)代入式(2-21),可得阻带衰耗公式为chb=|Zj/Z2|=f=cd/co c=fl fc=tj(2-2 2)式中通用频率九滤波器的截止频率与与。7的确定由式(2-2 0)可得L产 R/Q jtfc)(2-2 3)Cf=Lf/R2=Lf/(27tfcLfR)=l/(2jtfcR)(2-2 4)Lf与Cf的值取决/与R的选择。若最低次谐波为11次，理论上可将。定在11次谐波频率左右，从而只需很小的 Lr与a值。然而，最低次谐波的理论计算值只能作为参考；由于变压器绕制的偏差、功 率晶体管动态压降或饱和压降不一致以及各种非线性因素，实际电路中往往具有较高的 二次与三次谐波电压，故实际滤波器人的选取有时要低到三次或二次谐波频率才能得到 较好的正弦波形。这要根据器件与工艺水平的实际情况来选定。当输出电压基波频率为 50Hz时，。通常选在10400Hz左右。显然，。选得低，Lf与Cf值将增大，成本将增 23加；但由图2-16可知，若力低，谐波频率处的衰耗将增大，可得到较好的正弦波。由式(2-17)、(2-18)、(2-2 2)可得ZC1=温-?%=-Ji-/(2-2 5)Zc2=R/l-co2LfCf=R/yjl-ri2(2-2 6)由式(2-2 5)、(2-2 6)可得，Z“、Z02与频率的关系入图19-10所示。需要关心的 是通带内(0机区间)乙的变化。在通带内，只有当负载电阻R等于特性阻抗(电阻 性)时才能使衰耗真正为零。然而，由图19-10可看出，心在通带内并不是常数，故 Rl需取某一合适值，使其在通带内与Z,的正负偏差适中，滤波器才能传送较多的有功功 率，而回馈至逆变器的无功功率较少。在型滤波器中，Rl与Z,2端相接，设比在Z,2曲 线上的位置适中，如图所示。由图可得R二(0.50.8)R,.(2-2 7)式中Rl负载电阻图2-18 Z,与频率的关系当逆变器的输出功率和输出电压已知时，Rl就是已知量，则滤波器的标称特性阻抗R即 可选定,将其代入式(2-2 3).(2-2 4)中，即可决定L、C,值。24谐波含量的计算 常K型型低通滤波器对各次谐波的衰减已由式(2-2 2)决定，当人选定后即可进行计算。例如，人选定为三次谐波，欲求/=11次、13次、23次和25次谐波的衰减值，则可由c泌=/力=11/3、23/3、25/3和双曲线函数表求出6值。若最后的结果还嫌谐波过大，则可将。定在2.5次谐波上，甚至更低些，直至谐波 含量满足要求。微处理器的选型也是逆变器设计的另一个重点，一般应选择带有多个PWM 口的微处 理器，可供选择的微处理器如下表：制造商型号说明Micr ochipPIC16 C73两路PWM 口，价格低廉摩托罗拉6 8HC16两路PWM 口，价格低，10位A/D转换富士通MB902 6 0电机控制专用，价格低廉，使用方便N EC公司PD7836 66通道PWM功能，内部ROM 48KB日立公司SH7034快速A/D转换，6通道PWM,2通道串口三菱公司M37704/M3770516位，除波形生成功能外，采用RISC精简指令，运 算速度快IN TEL公司8XC196 MC32位加减运算，8通道PWM,指令丰富，价格较高另外，随着微电子技术的发展，最新的逆变技术开始采用数字信号处理器(DSP)来完成，专用的DSP有下列型号可供选择：制造商型号说明德州仪器公司TMS32 0C2 4X是较早推出的专门用于电机控制和电源变换 的处理器，具有12位A/D转换功能，专用 PWM 口，指令单周期50n s,并具有多个串口 和CAN通讯功能，是较为普及的DSP器件。摩托罗拉公司M586 XX12位A/D转换，多路PWM 口，CAN 2.0通讯等Micr ochip 公司DSPIC3024位令指，40M外部时钟，8路PWM输出加 大的通讯功能，4KB片内EEPROM,价格低廉AD公司ADSP-2 19XX16 0M时钟频率，内置1.0基准，14位A/D转 换，32位编码输入，功能最强大，但价格昂 J=tL贝6、实用电路上面各小节介绍了单相逆变器的原理、设计、研发和常器件，下面以48V,2 KVA逆 变器为例说明各个部分的特点和功能，图2-19为一个实际的逆变电源，F l、LI、C125组成了直流平波及反灌杂音滤波电路，Q Q Q 3Q 4为功率场效应管，L2、C2为交流输出滤 波器，T1为2.2 KVA高效变压器，F 2为输出EMI滤波器，开关电源由直流48Vde变换成 多路隔离电源，有三路15V供给功率MOSF ET驱动电路，3.3V供给数字信号处理器 TMS32 0C2 407,+5V供给显示及键盘管理电路，另需供给传感器及风扇等电源，TLP2 50 为MOSF ET/IGBT驱动电路，检测电路中的电压、电流均采用霍尔传感器，其中核心是数 字信号处理器TMS32 0C2 407及控制软件。三、三相逆变器上一章所写的单相逆变器，由于受到功率器件容量、零线（中性线）电流、电网负载平衡要求 和用电负载的性质（如三相交流异步电动机等）的限制，单相逆变器容量一般都在100KVA以下，大容量的逆变电路多采用三相形式，三相逆变器按照直流电源的性质分为三相电压型逆变器和三相 电流型逆变器。1、三相电压型逆变器图3-1所示为三相电压型逆变器的基本电路。图中示出了直流电压源的中性点，图3-1三相电压逆变电路26在大部分应用中并不需要该中性点。S1S6采用GTO、GTR、IGBT、MOSF ET等自关 断器件，D1D6是与S1S6反并联的二极管，其作用是为感性负载提供续流回路，。图中L和R为负载相电感和相电阻。1.1三相电压型方波逆变器在图3-1中，开关器件S6使用开关频率较低时，一般适宜作。400HZ方波逆 变。与其反并联的续流二极管，可采用普通整流二极管。在该电路中，当控制信号 为三相互差120的方波信号时，可以控制每个开关导通180（180导电型）或120（120导电型）。相邻两个功率元件的导通时间互差60。（1）180导电型3图3-2三相电压型方波逆变器驱动波形180导电型驱动脉冲波形如图3-2所示。当电路拓朴如图3-1,各功率元件 驱动波形相位如图3-2,由图可见，逆变桥中3个桥臂上部和下部开关元件以180 间隔交替开通和关断，SiS6以60的要位差依次开通和关断，在逆变器输出端形 成a、b、c三相电压。逆变输出电压波形与电路接法和“导通型”有关，但不受 负载影响。由图3-2可以看到，在0皿期间，开关器件Si和S5及S6被施加正向 驱动脉冲而导通。负载电流经Si和S5被送到a和c相绕组；然后经b相负载和开27关S6流回电源。在vv/=X时刻，S5的驱动脉冲下降到零电平，S5迅速关断，由于 3感性负载电流不能突变，C相电流将由与S2反并联的二极管D2提供，c相负载电 压被钳位到零电位。其他两相电流通路不变。当S5被关断时，不能立即导通S2,以防止S5没完全关断而出现同一桥臂的两个元件S5、S2同时导通造成短路，必须 保证表一段时间t,在该时间内同一桥臂的两个元件都不通，称之为死区时间或 互锁延迟时间。经互锁延迟时间t后，与S5同一桥臂的下部元件S2被施加正向 驱动脉冲而导通。当D2中续流结束时（续流时间取决于负载电感和电阻值），C 相电流反向经S2流回电源。此时负载电流由电源送出，经Si和a要负载，然后 分流到b和c相负载，分别经S6和S2流回电源。在皿=2%/3时刻，S6的驱动脉冲由高电平下降到零使S6关断，b相电流由D3 续流。S6关断后经互锁延迟时间3同一桥臂上部元件S3被施加正向驱动脉冲而 导通。当续流结束时，b相电流改变方向由S3流入b相负载。此时电流由电源送 出，经Si和S3及a、b相负载汇流到c相。仿此，可以分析整个周期中各管的运 行工况。理想情况下，每个开关元件和与其反并联的二极管承受的电压为直流电源电 压山，电流为各相负载电流。但由于线路分布电感和功率器件结电容及二极管的 反向恢复特性，会在功率开关开通和关断期间形成尖峰电压和电流，严重时甚至 会超过功率元件的安全工作区而导致损坏。28图3-3负载中点与直流电源中点联接时逆变器输出波形（三相负载星形接法）考虑到直流电源中性点与负载中点0联接，负载为星形联接，输出电压波形 如图3-3中（a）、（b）、（c）所示，相电压可以用傅立叶级数表示如下：Ua0=2Ud718 V-s in nwt.n=l n.n=1,3,5 uh0=24718 1 nX s in n(w Z-12 0)n=n(3-1)uc0=2力71oo 1S-s in n(w?+12 0)n=n式中ud直流电压源电压线电压为：Uab 劭c=Ua0 Ub0=Ub0 Mc0(3-2)Uca=Uc0-Ua0.式中以0A相相电压UbOB相相电压以0C相相电压线电压的傅氏级数表达式为4U 1,人=21cos 6 s mM+3n=1,3,5(3-3)4U”1 mi -SnCST-s in n(wt-与(3-4)4L/.1 nn.心=产 6 s”(3-5)线电压基波有效值为4力171与,n(3-6)冗V26线电压平均值尸乳，有效值为以o若负载采用Y形联接且Y形负载的中点、。不与直流电源中点联接。在。皿“专29区段，开关元件Si、S5和S6导通，其等效电路如图3-4所示，假设负载为阻性负 载且三相平衡，在此期间a相负载和c相负载处于并联状态，由于&=R,所以a相和c相负载上电压为力/3；而b相负载上电压为2。J3。同理可以分析 在期间，a相负载上电压为2 UJ3,而b和c相负载上电压为UJ3；当年理期间，a、b相负载上电压为UJ3,而c相负载上电压为2/3。因 此中点不联接时输出a相电压波形如图3-5所示。b和c相电压波形与此相同，仅 相位滞后120和240。其合成线电压波形与图3-3中(d)、(e)、(f)相同。(2)120导电型采用120导电型时，每个开关元件导通角为120,SiS2依次以间隔60导通。逆变桥中任何时候只有两只功率管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂两元件 直通现象。此时输出相电压波形(负载Y形联接、中性点与直流电源中点联接)为 120方波，其幅值为。”/2,合成线电压波形与图3-8形状相同，不同的是其台阶 分别为UJ2和力。相电压和线电压有效值分别为后和力/后，比180导电 型有效值低。JI图3-4。迎一等效电路图3-5负载Y形联接、负载中点不与直流电源中点联接时a相电压波形 31.2 三相电压型SPW M逆变器基本原理在图3-1所示电路中，开关器件用GTR、IGBT、MOSF ET等开关频率较高的功率 器件。以a相桥臂为例，在0皿%期间，对开关器件&施加如图3-6(b)所示脉 宽调制驱动波形，开关器件S驱动信号为零。在0皿2%期间，对功率器件S,施 加如图3-6(c)所示脉宽调制波形，而Si驱动信号为零，即将图3-1中6个功率器件 驱动方波信号置换为每半周期N个脉冲宽度按正弦规律变化的系列方波信号，即可 构成三相电压型SPWM逆变器。与方波逆变器不同之点是，在正弦波调制的半个周 期内，方波逆变器是连续导通的，而SPWM逆变器要分别导通和关断N次。30图3-6单极性SPWM逆变器的工作波形在图3-1逆变电路中，假设三相负载按图所示为星形接法，星形中点0不与直 流电压源中点联接，则逆变器输出相电压如图3-7(a)所示。相电压为带有槽口的阶 梯波，其槽口的宽度和系列脉冲的宽度均按正弦规律变化。线电压波形如图3-7(b)所示，为分布在整个半周期内的脉宽调制波，其形状与驱动信号相同。线电压46在相位上超前相电压“30。当采用三角波作为载波，正弦波作为调制波时，由分析可知输出电压按图3-6所示相位，其傅立叶级数表达式形式相同。1.3 SPW M波形生成技术在3.L 2中，分析了以三角波作为载波、正弦波作为调制波的单极性SPWM调制 原理，给出了单相运行时输出电压波形。三角波和正弦波可以用模拟电路产生。然 而，用模拟电路产生调幅调频的正弦波非常复杂。为此可采用分频器和开关电容滤 波器或直接微机产生调制信号。如果将三角波换成锯齿波，也可得到单沿调制的单 极性SPWM波形。本节介绍电压正弦SPWM的其他调制方法。31图3-7三相电压型SPWM输出电压1.4 双极性调制及逆变器输出电压图3-8给出了三角波作为载波，其峰值为2 Uc,即以等腰点为中性点、幅值为 正Uc的对称三角波。图中乙,s in皿为a相输出电压基波。当采用图3-1所示三相逆变器拓 朴，中性点。与直流电压中点相连时，其工作原理分析如下：在。皿4四区间，a相桥臂的上部元件Si导通，在a相绕组上施加的相电压值为(7/2,宽度为的方波。为时刻Si关断，下部功率元件S,导通，a相绕组上施加的相电压为幅值-UJ2,宽度为。2-。1的方波。在调制正弦波半周期(0皿)中，Si和 S,分别导通和关断N/2次。其中载波比N和调制系数4分别被定义为N=%(3-7a)f式中fc三角波频率；f输出基波频率丸=媪(3-7b)式中人调制正弦波幅值；Uc载波信号峰值Si和，的交替互补通断，形成的输出a相电压如图3-8(b)所示。由图3-8(a)可见，当正弦电压4=机s in皿瞬时值大于三角波瞬时值时，功率 元件&导通而S,阻断，反之亦然。为了调节输出电压频率(基波频率)，只需要调 节调制波频率。为了调节输出电压幅度，只需调节调制波的幅度。注意，输出a相 电压基波%虽然和调制正弦波与具有相同的形式和频率，但其幅度却不相等，其 幅度之比为K=(3-8)式中um三角波信号峰值比值K为功率开关放大器(逆变器)的电压放大倍数。按照式(3-7b)对调制32系数；I的定义知，在载波比N确定后，每半周脉冲个数随之确定，基准正弦调制波变化，达到了输出电压幅值调节的目的。取N为奇数，则输出电压基波半周内脉冲电压个数，.=(N-1)/2。根据图3-8(b)所示波形，即%=冗 Umn s in nwt(3-9)n=l2 式式中 Um=f u(t)s in nwtd(wt)on图3-8(a)中ua(t)可看作是一个幅值为Ud/2的矩形波加上一个幅值为 2 x0/2的负脉冲列，该脉冲的起点和终点分别是火,和，,。21，啊，因此Umn=s in nwtd(wt)一2 x?s in nwtd(wt)-x&s innwtd(wt)-叫 u.2 x-s in nwtd Cwt)=a2i-l 2-1-5(008 2 -cosna2j)(3-10)mi则a相电压为8 QTJ1-Z(cosna2j_i-cosn%)j=i(3-11)式中=1,3,5,i=(N 1)/2 o基