VM双闭环不可逆直流调速专业系统设计解析.doc

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摘要 III
1 调速方案确实定 1
2 主电路结构形式及组成 2
2.1 反馈闭环引入 2
2.2 转速、电流双闭环组成 2
2.3 双闭环调速系统静特征分析 4
2.4 双闭环调速系统动态性能分析 5
3 主电路元部件确定及参数计算 8
3.1 可控直流源设计 8
3.1.1 可控直流源选定 8
3.1.2 整流变压器计算 9
3.1.3 晶闸管选择 10
3.1.4 平波电抗器选择 11
3.2 相关触发电路 11
3.3 保护电路设计 12
3.3.1 晶闸管过流保护 12
3.3.2 晶闸管过电压保护 12
4 系统动态设计 14
4.1 电流调整器设计 15
4.1.1 电流环动态结构简化 15
4.1.2 电流调整器参数计算 16
4.1.3 电流调整器实现 17
4.2 转速调整器设计 17
4.2.1 电流环等效闭环传输函数 17
4.2.2 转速调整器结构选择 18
4.2.3 转速调整器参数计算 19
4.2.4 转速调整器实现 20
4.2.5 稳态指标校核 21
4.2.6 转速超调校核和抑制 21
参考文件 23

V-M双闭环不可逆直流调速系统设计
1 调速方案确实定
直流电动机有良好起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在很多需要调速或快速正反向电力拖动领域中有广泛而关键利用。直流电动机调速方法有很多中，依据调速要求选定。
直流电动机转速和其它参量之间稳态关系可表示为：
(1-1)
式中 n——转速 (r/min)；
U——电枢电压(V)；
I——电枢电流(A)；
R——电枢回路总电阻(Ω)；
——励磁磁通(Wb)；
Ke——由电机结构决定电动势常数。
上式中，Ke是常数，电流I是由负载决定，所以调整电动机转速有三种方法：
1) 调整电枢供电电压U。
2) 减弱励磁磁通。
3) 改变电枢回路电阻R。
对于要求在一定范围内无级平滑速度调整系统，以调整电枢供电电压最为广泛。从机械特征角度，后两种调速方法会使电机机械特征变软，影响带载能力，故调整电枢电压方法最好。

2 主电路结构形式及组成
　　由上述可知，所谓调速即是调电动机电枢电压，由此调速系统是以电枢电压为控制对象自动调整系统。
2.1 反馈闭环引入
设计对系统调速范围和带载特征有较高要求。比较一下开环系统机械特征和闭环系统静特征，就能清楚地看到反馈闭环控制优点：
1) 闭环系统静特征能够比开环系统机械特征强硬得多；
2) 闭环系统静差率要比开环系统小得多；
3) 静差率一定时，闭环系统能够大大提升调速范围。
由此，闭环系统能够经过自动调整作用降低稳态速降，提升系统性能。另外，反馈控制体统含有良好抗干扰性能，它能有效地抑制一切被反馈环所包围前向通道上扰动，而且完全服从给定作用。所以，为满足设计要求调速范围、静特征和动态特征等要求，必需引入反馈闭环控制。
2.2 转速、电流双闭环组成
设计对系统动态性能要求较高，而且对转速和电枢电流两项参数同时约束动态指标。采取PI调整单闭环直流调速系统能够在确保系统稳定前提下实现转速无静差，不过对于系统动态性能要求高场所下，如要求快速开启，快速制动，突加负载动态速降小等等，单闭环就极难满足要求。实际上，因为电动机是感性负载，加上主电路中电感作用，电流不可能突变。这造成单闭环系统中，电机开启、制动和堵转等情况下转速和电枢电流动特征不能同时达成理想效果。
根据反馈控制规律，采取某个物理量反馈就能够保持该参量基础不变。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调整器，分别调整转速和电枢电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实施嵌套连接，把转速调整器(ASR)输出看成电流调整器(ACR)输入，再用电流调整器输出去控制电力电子变换器(UPE)，其中电力电子变换器就是上文所说晶闸管整流装置；TG为测速发电机，和变送器件组成速度反馈。这就组成了转速、电流双闭环调速系统，系统结构图图2-1所表示。

图2-1 转速、电流双闭环直流调速系统
ASR—转速调整器 ACR—电流调整器 TG—测速发电机
TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器 Un*—转速给定电压
Un—转速反馈电压 Ui*—电流给定电压 Ui—电流反馈电压
为了取得良好静、动态性能，满足设计静特征良好，无静差要求，转速和电流两个调整器通常全部采取PI调整器，这么组成双闭环直流调速系统电路原理图图2-2所表示。图中两个调整器输出全部是带限幅作用，转速调整器输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压最大值，电流调整器输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器件最大输出电压Udm。

图2-2 双闭环直流调速系统原理图
2.3 双闭环调速系统静特征分析
依据上述电路原理图，绘出系统稳态结构框图图2-3所表示：

图2-3 双闭环直流调速系统稳态结构框图
系统静特征关键受调整器决定，PI调整器稳态特征通常存在饱和和不饱和两种状态。在系统正常运行时，电流调整器不会达成饱和状态。所以，对静特征来说，只有转速调整器饱和和不饱和两种情况。双闭环直流调速系统静特征图2-4所表示。

图2-4 双闭环直流调速系统静特征图
1) 转速调整器不饱和
此时，两个调整器全部不饱和，稳态时，它们输入偏差电压全部是零，所以
(2-1)
(2-2)
由式(2-1)可得
(2-3)
即是图2-4所表示静特征CA段。
2) 转速调整器饱和
此时，ASR输出达成限幅值Uim*，转速外环呈开环状态，转速改变对系统不再产生影响。双闭环控制系统变成一个电流无静差单电流闭环调整系统。稳态时，
(2-4)
其中，最大电流Idm取决于电动机许可过载能力和拖动系统许可最大加速度。式(2-4)所描述静特征对应于图2-4中AB段。
由此能够看出，双闭环调速系统静特征在负载电流小于Idm时，表现为转速无静差，这时转速负反馈其关键调整作用；当电流达成Idm时，转速调整器饱和输出，这时电流调整器起关键调整作用，系统表现为电流无静差，得到过电流自动保护。
2.4 双闭环调速系统动态性能分析
依据图2-2所表示电路原理图建立双闭环直流调速系统动态结构框图，图2-5所表示：

图2-5 双闭环直流调速系统动态结构图
正如前述，设置双闭环控制一个关键目标就是要取得理想开启、制动及堵转等特殊情形时理想动态过程。所以，分析双闭环直流调速系统动态性能时，有必需首先探讨系统开启过程。双闭环直流调速系统突加给定电压Un*由静止状态开启时，转速和电流动态过程图2-6所表示。因为在开启过程中，转速调整器经历了不饱和、饱和和退饱和三种状态，整个开启过程就分为图中标示三个状态。

图2-6 双闭环直流调速系统开启过程转速和电流波形
1) 第I阶段(0-t1)电流上升阶段
当突加给定电压后，上升，调整器跟随作用使各参数上升，当小于负载电流时，电机还不能转动。当后，电机开始起动，因为机电惯性作用，转速不会很快增加，所以转速调整器ASR输入偏差电压数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电流快速上升。直到=， =电流调整器很快就压制增加。在此过程中ASR很快进入并保持饱和状态，ACR通常不饱和。
2) 第II阶段(t1-t2)恒流升速阶段
在这个阶段，ASR一直是饱和，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流 给定下电流调整系统。电流基础上保持恒定，所以系统加速度恒定，转速呈线性增加。同时，电机反电动势E也按线性增加，对电流调整系统产生一个线性渐增扰动量。为了克服它扰动，和也须按线性增加，才能保持恒定。ACR采取PI调整器，要使其输出量按线性增加，其输入偏差电压必需维持一定恒值，即应略低于。
3) 第III阶段(t2以后)转速调整阶段
当转速上升到给定值时，转速调整器ASR输入偏差降低到零，但其输出却因为积分作用还维持在限幅值，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，和很快下降。只要仍大于负载电流IdL，转速就继续上升。直到 =时，转速n才抵达峰值。以后,电动机开始在负载阻力下减速，<，直到稳定。在最终转速调整阶段内，ASR和ACR全部不饱和，ASR起关键转速调整作用，ACR使立即地跟随其给定值，电流内环是一个电流随动子系统。
总而言之，双闭环直流调速系统起动过程有以下三个特点：饱和非线性控制、转速超调、按时间最优控制。双闭环调速系统静特征在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，转速负反馈起关键调整作用；当负载电流达成Idm后，转速调整器饱和，电流调整器起关键调整作用，系统表现为电流无静差，得到过电流自动保护。

3 主电路元部件确定及参数计算
3.1 可控直流源设计
3.1.1 可控直流源选定
调整直流电动机电枢供电电压需要有专门可控直流电源。常见可控直流电源有以下三种：
1) 旋转变流机组。交流电动机和直流发电机组成机组，取得可调直流电压。
2) 静止式可控整流器。用静止式可控整流器取得可调直流电压。
3) 直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，产生可变平均电压。
静止式可控整流器中，由晶闸管组成整流装置不仅经济可靠，而且技术性能优越，控制方便，其缺点是只能单向导电，工作时不许可电流反向。因为设计只要求系统不可逆运行，所以采取晶闸管整流器为电机提供可控直流源。
图3-1所表示是简易晶闸管-电动机调速系统(简称V-M系统)原理图。图中VT是晶闸管可控整流器，经过调整出发装置GT控制电压Uc来移动触发脉冲相位，即可改变平均整流电压Ud，从而实现平滑调速。

图3-1 晶闸管-电动机(V-M)调速系统原理图
　　晶闸管整流装置中，最常见是三相全控桥式整流电路，其原理图图3-2所表示。装置关键包含变压器、晶闸管整流桥、晶闸管触发电路和相关保护电路。

图3-2 三相桥式全控整流电路
3.1.2 整流变压器计算
变压器关键任务就是将整流电路和电网隔离，并把交流电压值匹配成需要大小。整流电路在接入电网时因为变压器一次侧电压为380V，大于电动机额定电压，所以选择降压变压器。为得到零线，变压器二次侧必需接成星型，而一次侧接成三角形，这么能够避免三次谐波电流流入电网，降低对电源干扰。通常记变压器二次侧电压值为，考虑电路实际情况后应该比理想情况下值大。理想情况下，变压器一次侧相电压为＝380V，变压器二次侧线电压为交流电压在数值上等于输出负载上直流电压，即为直流电机额定电压220V，所以＝220V。变压器二次侧相电压计算：
(3-1)
取实际二次侧电压值，则变压器变比：
(3-2)
因为负载为直流电动机带电感，所以输出电流平均值波形近似为一条直线，即平均值数值上和有效值相等，故
(3-3)
依据三相全控桥变压器二次侧电流有效值计算公式：
(3-4)
可得，变压器一次侧电流有效值。
依据以上算出数值，能够直接算得变压器初级容量、次级容量和平均计算容量S：
(3-5)
(3-6)
(3-7)
3.1.3 晶闸管选择
合理选择整流晶闸管关键参数是晶闸管额定电压和额定电流。选择时，额定电压要留有一定安全裕量，通常取额定电压为正常工作时晶闸管所承受峰值电压2～3倍，即
(3-8)
其中，为电路中晶闸管可能承受电压峰值，对于三相全控整流电路：
(3-9)
可得：
(3-10)
额定电流即通态平均电流，是根据正向电流造成器件本身通态损耗发烧效应来定义。所以在使用时应根据实际波形电流和通态平均电流所造成热效应相等，即有效值相等标准来选择晶闸管此项电流定额，并留有一定裕量。通常取其通态平均电流为按此标准所得计算结果1.5～2倍。由公式：
(3-11)
式中为晶闸管电流有效值。对三相全控整流电路，流过晶闸管电流有效值：
当， (3-12)
当， (3-13)
而若时，电动机额定运行则有
(3-14)
将=220V，=170V代入上式可得，和相矛盾，可知电动机不会在触发角时额定运行，故。此时：
(3-15)
再次代入和，可得电动机额定运行时。所以各晶闸管电流有效值：
(3-16)
综上，整流部分选择额定电压，额定电流晶闸管。
3.1.4 平波电抗器选择
对于直流电动机负载可控整流电路，为了使晶闸管整流供电直流电动机即使在最轻负载下()，也能工作在电流连续段机械特征直线上，要求电枢回路临界电感量为
(3-17)
其中，为最小负载时对应最小电流，通常取电动机额定电流5％～10％，则有：
(3-18)
将其代入式(17)，可算得平波电抗器电感。
3.2 相关触发电路
伴随集成电路制作技术提升，晶闸管触发电路集成化已逐步普及。
本设计选择TC787作为驱动电路单元。TC787触发块能够提供完全独立六路触发脉冲，它关键适适用于三相可控硅移相触发电路和三相三极管脉宽调制电路，以组成多个调压调速和变流装置，含有功耗小、功效强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽，外接元件少等优点；而且装调简便，使用可靠。它总共有18只管脚，管脚排列示意图图3-3所表示。

图3-3 TC787管脚图

图3-4 TC787内部结构图
TC787由三路相同部分：同时过零和极性检测、锯齿波形成、锯齿波比较，经过抗干扰锁定、脉冲形成等电路形成三相触发调制脉冲或方波，由脉冲分配电路实现全控、半控工作方法，再由驱动电路完成输出驱动。
3.3 保护电路设计
3.3.1 晶闸管过流保护
电力电子电路运行不正常或发生故障时，可能会发生过电流。过电流分为过载和短路两种情况。通常电力电子装置均同时采取多个过电流保护方法，以提升保护可靠性和合理性。通常，电子电路作为第一保护方法，快速熔断器仅作为短路时部分区段保护，过电流继电器整定在过载是动作。采取快速熔断器是电力电子装置中最有效应、应用最广泛一个过电流保护方法。本设计采取快速熔断器来实现晶闸管过电流保护。
3.3.2 晶闸管过电压保护
电力电子装置中可能发生过电压分为外因过电压和内因过电压两类。外因过电压关键来自雷击哈系统中操作过程等外部原因，包含操作过电压、雷击过电压；内因过电压关键来自电力电子装置内部器件开关过程，包含换项过电压和关断过电压。
交流侧过电压通常全部是外因过电压，通常见RC过电压抑制电路抑制外因过电压。通常是在变压器次级(元件侧)并联RC电路，吸收变压器铁心磁场释放能量，并把它转化为电容器电场能而储存起来。串联电阻是为了在能量转换过程中能够消耗一部分能量而且抑制LC回路可能产生振荡。当整流器容量较大时，RC电路也能够接在变压器电源侧。其电路图图3-5所表示。

图3-5 阻容过电压保护电路

4 系统动态设计
双闭环调速系统实际动态结构框图图4-1所表示:

图4-1 双闭环调速系统动态结构框图
T0i—电流反馈滤波时间常数　T0n—转速反馈滤波时间常数
因为电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调整器输入，需加低通滤波。这么滤波传输函数可用一阶惯性步骤来表示，其滤波时间常数按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量同时，滤波步骤也延迟了反馈信号作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个等时间常数惯性步骤，称作给定滤波步骤。由测速发电机得到转速反馈电压含有换向纹波，所以也需要滤波，滤波时间常数用表示，依据和电流环一样道理，在转速给定通道上也加入时间常数为给定滤波步骤。
设计多环控制系统通常标准是：先内环后外环。在转速、电流双闭环系统中，应该首先设计电流调整器，然后把整个电流环看作是转速调整系统中一个步骤，设计转速调整器。
依据已给参数可初步算得：
许可过载倍数
转速反馈系数
电流反馈系数

4.1 电流调整器设计
4.1.1 电流环动态结构简化
在图4-1所表示系统动态结构框图中，反电动势和电流反馈作用相互交叉，将给设计带来麻烦。故为设计计算方便，对系统动态作以下近似处理：忽略反电动势动态影响；等效成单位负反馈系统；小惯性步骤近似处理。近似条件为：
(4-1)
因为Ts和Toi通常全部小得多，能够看成小惯性群而近似地看作是一个惯性步骤，其时间常数为：
T∑i = Ts + Toi (4-2)
简化后电流环动态结构框图图4-2所表示：

图4-2 简化后电流环动态结构框图
设计稳态要求期望电流无静差，以得到理想堵转特征，由图4-2能够看出，采取I型系统就够；动态要求方面，实际系统不许可电枢电流在突加控制作用时有太大超调，以确保电流在动态过程中不超出许可值，而对电网电压波动立即抗扰作用只是次要原因。为此，电流环应以跟随性能为主，应选择经典I型系统。
由图4-2，电流环控制对象是双惯性型，要校正成经典 I 型系统，显然应采取PI型电流调整器，其传输函数能够写成
(4-3)

式中　Ki—电流调整器百分比系数；
ti—电流调整器超前时间常数。
为了让调整器零点和控制对象大时间常数极点对消，选择
(4-4)
则电流环动态结构图便成为图4-3所表示经典形式:

图4-3 校正后电流环动态结构框图
其中
(4-5)
4.1.2 电流调整器参数计算
1.确定时间常数
1)整流装置滞后时间常数Ts：三相桥式整流电路平均时空时间Ts=0.0017s。
2)电流滤波时间常数Toi：由给定滤波时间常数Toi=0.0025s。
3)电流环小时间常数之和T∑i：按小时间常数近似处理，T∑i = Ts + Toi=0.0042s。
2.计算调整器参数
1)电流调整器超前时间常数：
2)电流环开环增益：要求时，应取，得

3) ACR百分比系数：

3.检验近似条件
电流环截止频率：
1)晶闸管整流装置传输函数近似条件
，满足近似条件。
2)忽略反电动势改变对电流环动态影像条件
，满足近似条件。
3)电流环小时间常数近似处理条件
，满足近似条件。
4.1.3 电流调整器实现
含给定滤波和反馈滤波PI型电流调整器原理图图4-4所表示，图中Ui*为电流给定电压，为电流负反馈电压，调整器输出就是电力电子变换器控制电压Uc。

图4-4 含给定滤波和反馈滤波PI型电流调整器
取运算放大器,由运算放大器电路原理可得各电阻和电容值为，
，取
，取
，取
根据上述参数，电流环能够达成动态跟随性能指标为，满足设计要求。
4.2 转速调整器设计
4.2.1 电流环等效闭环传输函数
　　电流环经简化后可视作转速环中一个步骤，可求得其闭环传输函数:

(4-6)

忽略高次项，可近似降阶为:

(4-7)

其近似条件为
(4-8)

式中　—转速环开环频率特征截止频率。
　　接入转速环内，电流环等效步骤输入量应为，所以电流环在转速环中应等效为：
(4-9)

这么，原来是双惯性步骤电流环控制对象，经闭环控制后，能够近似地等效成只有较小时间常数一阶惯性步骤。
4.2.2 转速调整器结构选择
用电流环等效步骤替换图4-1中电流环，转速控制系统等效动态结构图图4-5：

图4-5 等效步骤替换电流环后系统结构图
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波步骤移到环内，同时将给定信号改成/a，再把时间常数为1/KI和T0n两个小惯性步骤合并起来，近似成一个时间常数为惯性步骤，其中
(4-10)
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必需有一个积分步骤，它应该包含在转速调整器ASR中。在扰动作用点后面已经有了一个积分步骤，所以转速环开环传输函数应共有两个积分步骤，所以转速环应该设计成经典Ⅱ型系统，这么同时也能满足动态抗扰性能好要求。
由此可见，ASR也应该采取PI调整器，其传输函数为
(4-11)

式中　Kn—转速调整器百分比系数；
tn—转速调整器超前时间常数。
可得调速系统开环传输函数为
(4-12)

令转速开环增益KN为
(4-13)
则
(4-14)
不考虑负载扰动时，校正后调速系统动态结构框图图4-6所表示。

图4-6 校正成经典Ⅱ型系统转速环动态结构框图
4.2.3 转速调整器参数计算
1.确定时间常数
1)电流环等效时间常数1/KI：

2)转速滤波时间常数Ton：由给定滤波时间常数Ton=0.015s
3)转速环小时间常数之和T∑n：按小时间常数近似处理，取
T∑n =+ Ton=0.0084s+0.015s=0.0234s
2.计算调整器参数
1)按跟随和抗扰性能全部很好标准，取h=5，则转速调整器超前时间常数：

2)由式4-13可求得转速环开环增益

3) ASR百分比系数：

3.检验近似条件
转速环截止频率为

1)电流环传输函数简化条件为
，满足近似条件。
2)转速环小时间常数近似处理条件
，满足近似条件。
4.2.4 转速调整器实现

图4-7 含给定滤波和反馈滤波PI型转速调整器
含给定滤波和反馈滤波PI型调整器原理图图4-7所表示，图中U*n—为转速给定电压；-an—为转速负反馈电压；U*i—调整器输出是电流调整器给定电压。 和电流调整器相同，取R0=40，则
Rn=KnR0=4.36×40=174.4，取175
，取0.7uF
，取1.5uF
4.2.5 稳态指标校核
由已给数据能够算出电动机开环速降和满足系统稳态指标闭环速降：

则系统需要开环增益：

由反馈闭环调速系统性质可知，系统开环增益越大，所能实现稳态性能越好所以，所设计系统满足设计要求静差率和调速范围。
4.2.6 转速超调校核和抑制
突加阶跃给定时，ASR饱和，系统展现非线性。故应该按ASR退饱和情况计算超调量。已知h=5时，，则

可见，系统超调远远高于设计要求。为此，在转速调整器上增设转速微分负反馈步骤。转速微分负反馈能抵制甚至消亡转速超调，同时能够大大降低动态速降。加入微分负反馈转速调整器原理图图4-8所表示。其中，Cdn关键作用是对转速信号进行微分，所以称作微分电容；而Rdn关键作用是滤去微分带来高频噪声，称为滤波电阻。

图4-8 加入微分负反馈转速调整器原理图
　　取Todn=Ton，再将滤波步骤全部移到环内，并按小惯性步骤处理，得简化后结构框图图4-9所表示。和一般双闭环系统相比，只是在反馈通道中并联了微分项。

图4-9 带转速微分负反馈转速环动态结构简化框图
转速微分负反馈步骤中待定参数是Cdn和Rdn。因为，而且已选定，只要确定，就能够计算出Cdn和Rdn了。
对于已按经典II型系统设计未加微分负反馈转速调整器，由参考文件[2]得近似工程计算公式为
(4-15)
式中　—用小数表示许可超调量。
取=0.05，将系统参数带入上式得=0.065s，于是Cdn=1.625uF，Rdn=9.2。根据上述参数可近似实现转速超调为5%，满足设计要求。
综合上述计算和选定，最终确定满足设计各项性能指标系统电气原理图见附录。

参考文件
[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统——运动控制系统（第3版）.北京:机械工业出版社，
[2]陈伯时.考虑调整器饱和时直流双闭环调速系统转速微分负反馈参数工程设计．电工技术学报,1986
[3]黄俊，王兆安．电力电子变流技术（第3版）.北京:机械工业出版社,
[4]尔桂花,窦曰轩．运动控制系统．北京:清华大学出版社,
[5]孙余凯,吴鸣山.学看使用电气控制线路图.北京:电子工业出版社,