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导航接收机射频通道设计及其特性拟合技术研究
文献综述
自20世纪70年代，美国GPS全球卫星导航定位系统诞生以来，人们在日常生活中越来越多的品尝到卫星导航定位技术所带来的便捷，从简单的车辆船舶等交通系统，到气象、海洋、灾害预报、通信、勘探测绘等特殊行业，导航定位系统都为之提供高效的导航定位服务。目前，全球性的卫星导航系统包括美国的GPS、俄罗斯的GLONASS，以及正在建设当中的欧洲的Galileo和我国的北斗二号即Compass系统；区域性的卫星导航系统或卫星导航增强系统包括美国的 WAAS、欧洲的 EGNOS、我国的北斗一号、日本的MSAS和QZSS、印度的GAGAN和IRNSS系统，等等[1][2][3][4]。
1 导航接收机阵列天线与通道
卫星导航系统通常由三部分组成：空间段、控制段和用户段[1]。空间段即卫星星座，根据卫星轨道高度不同可分为地球同步轨道（GEO）、地球中轨道（MEO）和倾斜同步轨道（IGSO）卫星等，主要用于向用户播发测距信号和数据电文；控制段包括主控站、监测站和注入站，主要完成对空间卫星的跟踪和维护，监测卫星的健康状况和信号的完好性，更新卫星的时钟校正量以及星历等信息；用户段包括各种军用和民用用户设备，主要对卫星信号进行接收处理，根据不同的用户需求完成定位、导航或授时等功能。
以北斗一代导航卫星的工作流程为例，说明卫星导航的过程。首先卫星在接收到地面中心控制系统发送的问询信号后，会利用其转发器向服务区内的用户进行广播，而用户接收到广播后响应其中某一颗卫星的问询信号，向两颗卫星同时发送响应信号，信号再经卫星的转发回地面中心控制系统。接下来，地面中心控制系统将会根据用户申请的服务内容，对接收到的信号进行相应的数据处理。以定位申请为例，地面中心控制系统事先在计算机内的数字化地形图中存储了用户的高程值以供查询，即可以得到用户处于某一与地球基准椭球面平行的椭球面上。同时，地面中心控制系统将计算出接收到的两个相应信号的时间延迟，由于中心控制系统和两颗卫星的位置均是己知的,因此由计算出来的两个延迟量可以算出用户到两颗卫星距离之和，以及用户到第一颗卫星的距离，从而得到用户位于一个以两颗卫星为焦点的椭球面和以第一颗卫星为球心的球面之间的交线上。这样,地面中心控制系统既可以最终计算出用户所在点的三维坐标，将这个坐标经加密后发送给用户。
最终流程可以简化为一个简单的无线通信系统，如图 11所示。

图 11 一般的无线通信系统
无线通信系统中，射频前端电路主要完成对射频信号的处理，而基带处理部分完成基带信号的处理。无线通信系统工作在发送状态时，基带处理部分将信息进行编码、D\A转换，之后主要由射频电路组成的发射机通过调制上变频等方式，将基带处理后的信号变换为适合在频带内传输的形式发射到信道中；工作在接收状态时，射频前端通过对特定频段的信号进行选取、滤波、放大等方式，提高信号的幅度和信噪比，下变频、A\D转换之后，使之成为满足基带处理部分要求的信号。可见，射频前端是无线通信系统中最为关键的组成部分。
在无线接收机所有组成部分中，射频前端位于整个接收机系统的最前端，同时也是最为关键的组成部分。为了在基带处理部分实现对基带信号所包含信息的处理，首先就必须对空气中的无线电信号进行接收，然而这些信号往往是十分微弱的，同时还可能存在邻近信道的噪声干扰以及由于传播路径不同所产生的多径效应等等。
以GPS为例，卫星距离地球表面两万公里以上，地面接收机收到的卫星信号功率大约为10-16W[4]，很容易受到各种射频干扰的影响，导航接收机处于严重的环境干扰中。下表总结了各种射频干扰类型以及潜在的干扰源。
表 11射频干扰的类型和潜在的干扰源[1]
干扰类型
潜在干扰源
宽带——带限高斯
故意的匹配带宽的噪声干扰机
宽带——相位/频率调制
使导航接收机前端滤波器过载的电视发射机谐波或邻近频段的微波链路发射机
宽带——匹配频谱
故意的匹配频谱的干扰机、欺骗机或者附近的伪卫星
宽带——脉冲
雷达或超宽带（UWB）等脉冲发射机
窄带——相位/频率调制
故意的线性调频脉冲干扰机，或来自调幅无线电台、民用波段电台或业余无线电台的谐波
窄带——连续扫频波
故意的扫频连续波干扰机或者调频电台发射机的谐波
窄带——连续波
故意的连续波干扰机或者邻近频段的未调制发射机的载波
在实际接收环境中，来自卫星的信号在传播过程中经常受到天线附近环境中反射物（建筑物、地面和水面等）的作用而产生多径信号[12]，如图 12所示。

图 12多径信号的产生
由于反射信号经过的路径总是比直达信号更长，因而相对于直达信号而言多径的到达是有延迟的。当多径延迟较大（例如对于 BPSK 调制信号，大于扩频码符号周期的两倍）时，只要接收机跟踪到了直达信号（总是比任何多径提早到达）那么可解的多径对接收机性能的影响就不大。然而，由附近甚至远处物体反射的多径可能比直达信号延迟很短的时间（如几十或几百纳秒）到达，这种多径会使接收机的合成（直达加上多径）信号与本地产生的参考信号之间的相关函数产生畸变，同时也会引起接收信号合成相位的畸变，在伪距和载波相位测量值上引入误差，从而造成位置、速度和时间解算的误差[8][9]。
根据对大量多径环境的分析和建模，可将多径信号分为两类：散射多径和镜面反射多径[8][9][10]。根据电波传播理论，信号在传播过程中遇到两种不同媒质的光滑界面而且界面的尺寸又远大于波长时，就会发生镜面反射。由于卫星与反射面的距离很远，因此可以应用平面波的反射定律。如果反射面严重起伏不平，则其对信号的反射呈散射的情况，散射多径信号可以看作多个镜面反射多径信号之和。
假设地面接收天线阵由个全向阵元组成，如图 13所示。

图 13天线阵列及入射信号示意图
信号从空间远场以平面波入射到天线阵上，表示入射仰角，表示信号入射方位角，参考点接收信号的复数形式为
（1）
其中，为虚数单位，为振幅调制信号，为载波角频率，为相位调制信号，为随机相位。
个阵元接收到的信号可以表示为
（2）
多信号同时入射天线阵时，假设有用信号的导向矢量为，其余信号视作干扰（既包括各种射频干扰，也包括来自多径或其它卫星信号的干扰），第个干扰信号的导向矢量为，则阵列接收信号可表示为
（3）
2 射频通道频带分割
自适应天线阵是天线自适应波束形成技术的重要基础，具有自动适应环境变化，增强系统有用信号，自适应干扰置零、天线自校准，抑制和消除干扰及噪声等优点，在雷达、通讯、地震探测系统等领域中得到广泛应用。但在实际系统中，由于接收机是由高放、混频器等模拟电路组成，在射频级混入大量的干扰信号，难以保证各接收通道的幅频一致性，导致通道失配[11][12]。通道失配会严重影响自适应阵列的性能，对通道失配的机理进行深入研究，建立准确且可控性好的仿真模型是非常必要的。
频带分割技术是宽带信号数字化接收和高性能实时处理方法之一，基于频带分割的多通道综合方法可降低采样速率，使子带信号相对带宽下降，提高了数据传输与处理性能，更加有利于数字信号处理技术的应用。将较宽的带宽通过子带滤波器组的分析带通滤波器分解为若干个窄带，这样就可以利用处理窄带信号的方法处理宽带信号[13][14]。由频带分割技术实现的多速率信号处理系统得到广泛的研究，文献[15]对子带处理算法和实现进行了总结分析，详细介绍了多速率系统，滤波器组，子带自适应滤波器和交叉滤波器的消除等；还有学者进一步对通道失配在多通道信号处理中的影响进行分析，如文献[16]对通道失配在多通道子带合成SAR性能造成的影响进行分析，提出了基于多普勒分析的通道失配补偿，未建立标准的子带通道及全通道失配模型，对幅度和相位失配的验证有失一般性。
2.1 频带分割滤波器组设计
滤波器组设计在频带分割技术中有着非常重要的作用，也是实现频带分割的关键。在宽带数字信号处理中，为了确保信号处理的正确性，必须使用可实现重构的滤波器组进行频带分割。目前在信号分割与合成中应用最广的是调制滤波器组，其分析、综合滤波器组是由一个或多个原型滤波器调制产生的，优点在于便于系统实现，而且可以将对滤波器组的优化转化为对原型滤波器的优化，降低计算量和实现难度。由此对原型滤波器的选取和设计也是形成分割滤波器组的关键。
为了得到良好的重构特性，原型滤波器应尽可能满足以下两个条件：
； （4）
式中，为原型滤波器的频率响应，是频带分割的通道个数。满足式（1）条件后，子带间不存在混叠失真和幅度失真；同时，选择合适的相位因子，可以克服子带间的相位失真。依据式（1）可以得到设计滤波器的思路：对其加权约束，使目标函数最小化：
； （5）
其中，、为加权因子。
设宽带信号的频谱范围为，表示的理想矩形滤波器，此时
（6）
则滤波器组是通过一个低通的原型滤波器进行频移得到的，即
（7）
其中是大于的最小整数。
在之前的研究中，有关频带分割滤波器设计的重点在于可重构性，以保证通带在分割前与分割后达到最大限度的一致，由此衍生出多种滤波器组，如基于原型滤波器调制的离散Fourier变换调制（DFT）滤波器组和余弦调制滤波器组（CMFB）；基于小波理论的滤波器组设计方法，包括由正交镜像滤波器设计的模拟频带分割滤波器和基于最小频域方差准则的正交镜像滤波器设计等。图 21给出了优化的低通原型滤波器，具有线性相位；图 21是基于低通原型滤波器的DFT滤波器组，用来进行频带分割和子带合并。

图 21经过优化的低通原型滤波器 图 22基于原型滤波器的滤波器组
2.2 频带分割方法
实现子带分解的滤波器组可分为均匀滤波器组合非均匀滤波器组两类[17]。
均匀滤波器组是低通滤波器经过频谱搬移形成，可以根据需要调整分割子带数目与分割滤波器的频谱范围。在不考虑通道的各类特性下对整个频带进行分割，设计相对简单，易于实现。非均匀滤波器组是针对均匀滤波器组不能充分利用信号的特征来进行分割这一缺点提出。根据设定的参照依据，如通道的幅频特性、功率谱等，先通过均匀滤波器组实现频带分割，进而根据约束算法进行子带合并，达到非均匀分割的目的。非均匀分割方法具有动态地调整滤波器的带宽和中心频率的优点，设计灵活。
传统的非均匀分割是为了便于对分割后的子带应用数字信号处理算法，依据算法的某些特性来制定分割规则，而失配模型的建立则是根据通道幅频特性来用滤波器进行逼近。由此，在本文中，我们使用重新定义的子带分割方法：
（1）均匀分割：根据设计的原型滤波器组对频带进行均匀分割，在原型滤波器组通带带宽一定时，当整个通道的带宽已知，那么对频带分割为子带的数目也是定值。图 23中，对归一化的频带分割为5份，每份带宽占总带宽的1/5.
（2）非均匀分割：通过对滤波器设计系数的调整，对原型滤波器的通带带宽进行约束，获得不同通带带宽的滤波器。根据通道的幅频特性等，设定所选用的分割滤波器，进而对频带实现非均匀分割。图 23中，通过调整原型滤波器的通带带宽，将频带分割为5份，子带带宽所占总带宽的比例不同。

图 23均匀分割滤波器组 图 24非均匀分割滤波器组
3 通道特性均衡
3.1 通道失配
为了分析通道失配的影响，首先需要建立合理的通道失配模型。目前的研究中，通道失配模型大致可分为两类：一类是窄带模型，即认为各通道引入了一个不同的幅度误差因子和误差相移，可用一个复数表征两通道之间的失配；另一类是宽带模型，通道失配不能简单地用复数表征，而需要用一组表示通道特性的频率响应来描述[17]。针对卫星导航接收天线阵，阵列通道主要由天线和射频前端组成，根据文献[18]-[19]的测量结果，各个天线阵元的幅度、相位（群延迟）响应在通带内均存在波动，并且波动情况与信号的入射方向有关，因此应采用宽带模型来表示。为了深入研究通道失配对阵列性能的影响机理，需要对通道失配的性能指标进行定量描述。文献[20]基于正弦波动的幅频响应、群时延响应模型，定义了通道幅度起伏峰峰值和起伏数、通道群时延起伏峰峰值和起伏数、平均群时延等指标来描述通道特性；虽然该模型易于仿真实现，但峰峰值、起伏数等指标难以反映通道失配的本质特点，而通道特性的实际测量结果通常并不是正弦波动的。因此，有必要研究符合实际测量结果的通道失配模型，并合理提取通道失配的性能指标，以揭示通道失配对阵列性能影响的本质原因。
目前，通道失配模型分为以下四类：第一类是系统频率响应函数模型，通过调整频率响应函数来表示不同的通道特性[21]，通过响应函数设计的滤波器可以直观反映通道特性，但难以设计出任意频响的滤波器，而且在宽带信号中需要很高的滤波器阶数；第二类是基于FIR滤波器和IIR滤波器的零点扰动模型[22][23]，该模型对滤波器系数进行零值扰动，实现滤波器响应的随机变化，易于实现，但是经过扰动的滤波器系数与通道幅频特性没有明确的对应关系，因此最终效果与实际误差较大；第四类是滤波器级联描述类型，即文献[24]提出基于滤波器级联描述的通道失配仿真模型的方法，该模型各通道分别通过4个滤波器来控制通道的幅度相位起伏、群时延起伏、平均群时延偏差等性能指标，虽然能够描述不同通道之间特性的不同，但不能灵活对特定的带宽内仿真，如模拟带内突变，或幅度或相位的非平坦变化等，而且由于用于整个通道的滤波器的自身带外特性，不能完全实现带外的仿真。
由于每个通道的频率响应在不同方向上的起伏波动不同，因此需要对所有可能的接收方向进行通道校正。为了校正与频率有关的通道失配，通常在每一通道后接一个校正滤波器，该滤波器的计算需要获得校正前各通道的频率响应。通道频率响应的获取方式有两种：离线方式和在线方式。
对通道频率响应的离线测量亦可分为有线测量和无线测量两种。有线测量，即采用信号源生成校正信号（通常为线性调频信号），通过注入校正信号到各阵列通道，测量出各通道的频率特性，由于校正信号通常从接收机射频入口注入，因此往往无法解决天线之间频率特性不一致的问题；无线测量指在开阔场地或微波暗室对天线阵通道特性进行测量，该方法不仅需要对信号环境进行严格控制，例如避免电磁干扰和多径的影响，还需要对校正源的方位以及天线转台进行精确测量和校准，成本较高。离线测量方法的研究和使用较早，但当天线阵安装于实际工作环境中之后，通道特性很可能随安装方位以及环境温度等产生变化，达不到预期的校正效果。
在数字信号处理能力大大提高的条件下，利用接收信号进行在线校正是一种理想的校正方法。2009年，Ohio大学的Church等人提出了一种利用卫星导航信号对阵列通道特性进行在线估计的方法，该方法不仅可以解决天线阵元间的通道失配，还可避免微波暗室与实际安装环境之间的不一致等问题。该方法利用多组空时权值系数对阵列输出信号与本地伪码的相关函数进行测量，进而估计出阵元通道特性的泰勒展开系数。由于每更换一次空时权值系数都需要对伪码相位重新捕获跟踪，因此估计一次通道特性所需的时间较长，其计算方法和操作步骤存在进一步优化和改进的空间。
采用阵列天线的处理，也称空域滤波，与时域 FIR 滤波器的时间采样线性滤波处理相类似，阵列处理是一种空间采样处理技术，即通过一定布置的空间阵元对空间信号场进行采样，然后经加权相加处理得到期望的输出结果。阵列处理可以方便地进行波束控制，有效地抑制空间干扰和噪声、增强有用信号。阵列处理系统可与空间谱估计技术相结合，既可估计空间信源的到达方向，又可自适应地抑制干扰，且谱估计的结果可直接应用于自适应空间滤波，这使系统的电子战能力和性能进一步提高。
在工程上需要关注的实际问题是各通道的频带不一致性。在一个实际的阵列天线系统中，接收部分包括射频馈线、放大器、中放、正交相位检波器和 A/D 等模拟器件，具有一定的带宽。这些电路特性的变化，会引起系统频率特性的变化，而这种变化是随机的，因此各个通道之间频率特性是不一致的，并且是时变的，这种频带不一致性是自适应天线提高抗干扰性能的主要瓶颈之一，因此解决通道频率特性失配问题十分重要。
3.2 通道均衡与特性拟合
目前的解决方法主要有两种，一是在每个通道内加抽头延迟线（FIR 滤波器）进行自适应补偿，这实质上是一种空时二维处理技术，这种空时自适应通道补偿方法有干扰抑制和通道补偿同时进行的优点，并且不需要校正源，但是，当通带内频率特性失配的波纹数增加时，自适应补偿所需的抽头延迟数需要大大增加，这将直接导致处理的运算量成倍增加，从而不能满足实时处理的需要；二是在系统内加通道均衡器，它通常是从天线的接收端向每个接收通道注入一定带宽的校正信号，先测出各个接收通道之间的频率特性的不一致性，然后用 FIR 滤波器进行校正。图 31为均衡实现结构。

图 31均衡实现结构
图中校正信号是系统工作在校正状态时，被同时注入参考通道和待均衡通道作为阵列系统的训练信号，以求得滤波器正常工作时的系数。整个均衡过程假定是在短时平稳的环境下。
文献[25]提出了传统自适应通道补偿方法的基本思想，即在通道后加抽头延迟线以提供一些额外的自由度，来补偿通道的失配效应。在文献[26]给出了通道均衡的时域算法，文献[27]给出了通道均衡的频域算法。这些是通道均衡的传统算法，但是传统自适应通道补偿方法的有一定的缺点，为了改善均衡性能相继出现了对传统算法的改进算法。文献[28]通过对子阵DBF在理想条件下及通道存在失配的条件下对方向函数分析，得出了其和差波束方向性函数特性，利用基于恢复理想回波信号的通道均衡法对通道失配进行了校正，并通过计算机仿真，得出了该方法适用于通道内和通道间的失配校正，且对阵元级DBF和子阵DBF均使用。文献[29]主要分析了对角加载对均衡性能的影响。前面介绍的通道均衡方法所能均衡的只是接收机部分的频带不一致性，对天线至接收机前端的馈线传输通道的相位不一致性并没有校正，从而会影响后续的自适应处理性能。基于这种考虑，文献[30]提出了参考通道修正法与整体失配特性修正法两种改进的自适应均衡方法，它们都能同时均衡馈线和接收机之间的频带失配。文献[31]则考虑到如果通道频率响应为非最小相位系统时，传统的均衡算法效果是不够好的，并提出了一种对待均衡通道的输出进行延迟的算法，实现对非最小相位系统的失配通道均衡。
对于宽带或超宽带阵列系统，当通道失配特性曲线随频率发生剧烈波动产生高次畸变时，常规的均衡法无法进行补偿。虽然增加均衡阶数可以取得一定的补偿效果，但同时也带来了系统复杂度和系统成本的增加。而且，在用数字电路实现时，增加阶数所带来的量化误差、各抽头延迟线误差积累起来，反而会降低均衡器性能。文献[28]在传统方法的基础上，提出了一种基于带宽分割的自适应通道补偿方法，不仅可以有效补偿高次畸变条件下的通道失配，而且自适应权系数求解的运算量也显著低于常规均衡法。
自适应通道均衡器是解决通道间失配的有效手段，根据求解均衡器权系数不同的计算，均衡算法可以分为时域均衡和频域均衡两种基本算法。时域均衡的思想是利用均衡器产生的响应波形补偿已畸变的波形，使最终的波形满足实际要求，其优点是不必预先详细知道幅频、相频特性，可用观察波形的方法直接进行调节，缺点是校正精度有限，实现起来不方便。频域均衡的思想是利用可调滤波器的频率特性去补偿失配通道的频率特性，是包括可调滤波器在内的系统总的传递函数满足实际性能的要求，理论上可以以很高的精度来补偿幅频、相频特性的失真，它是一种接近平摊的固定式均衡，适用于通道特性缓变的系统。本章重点分析时域算法。
频域算法和时域算法理论上是等效的。频域均衡的思想是利用可调滤波器的频率特性去补偿失配通道的频率特性，使包括可调滤波器在内的系统总的传递函数满足实际性能的要求，理论上可以以很高的精度来补偿幅频、相频特性的失真，它是一种接近平摊的固定式均衡，适用于通道特性缓变的系统。本章介绍频域算法。频域算法也称基于傅里叶变换的通道均衡算法，其基本思想是直接对均衡通道与参考通道的频率响应做最小二乘拟合。
影响均衡性能的首要因素就是通道频率响应的失配程度，若通道的失配程度较轻，那么就可以采用阶数较低的均衡器就可达到均衡效果，另一种极端情况，若通道的失配程度特别严重，均衡器也会失去作用。信号的信噪比（校正信号与噪声功率之比）对均衡器性能的影响也是需要考虑的因素，若信号信噪比太低，则难以得到较好的自相关矩阵和相互关矢量的估计值，此时获得的均衡器权系数不准确，得到的均衡器与期望逼近的均衡器差距就比较大，从而均衡效果也就不理想。
在通道中插入均衡器，能够补偿频率相关的幅度和相位误差，其核心是均衡器通过插入抽头延迟线而增大自由度。当均衡器抽头数较小时，随着抽头数的增加，剩余幅度失配和剩余相位失配减少的非常快，但随后曲线趋于平缓，逐渐接近某一较小值，主要原因是受到噪声和计算误差的影响，使得剩余幅度失配和剩余相位失配的均方根不可能无限地小。均衡器抽头数越大，自由度越大，均衡性能也越好，但是均衡器的抽头数越大，雷达系统所付出的代价也越大，且均衡器的抽头数不能取得无限大，实际中受到数字处理芯片及计算量的限制。所以存在一个最佳阶数，这个最佳阶数即若小于这个最佳阶数，均衡效果不是很理想，若大于这个最佳阶数，均衡效果虽然可以达到，但造成了浪费，雷达系统付出的代价太大。
采样率对均衡性能的影响非常大，1/fs即为均衡器的单位时延。根据奈奎斯特采样定理，在B/fs=1时无论均衡器阶数取多大，均衡性能都没有得到明显的改进，因为当采样频率小于或等于信号带宽，由于抽样均衡器的频率响应产生周期延拓，存在频谱混叠，使均衡性能难以提高，当B/fs接近0时，均衡性能也有所下降，这是因为随采样间隔趋于零，均衡器的持续时间也趋于0，这就等价于没有使用均衡器，给定阶数的均衡器等同于只有一个抽头的横向滤波器。
3.3 通道特性拟合示例
在实际雷达通道中，由于接收机中模拟滤波器等器件的作用，造成失配通道和参考通道的输出信号存在时间延迟，该时延差一般在几纳秒至几十纳秒的量级上，对于线性调频信号，该时延造成相位差随频率的增加而增加，该延迟被称为群延迟。群延迟也对信道均衡产生了很大影响。
设定已经获得了真实的数据，接下来要做的是尽可能的对数据进行有效处理，获得通道信息，为尽可能准确的对信道特性研究做准备。
原始数据在MATLAB仿真中的图形如图所示。

图 32等间隔抽取 图 33最小二乘法拟合

图 34最小二乘法误差 图 35三次样条插值

图 36三次样条插值误差
表 31不同拟合方式的误差分析
采样方式

拟合方式
等间隔抽取
最大误差
算术平均误差
方差
最小二乘法（8）
2.5153
-6.8656e-12
0.5032
三次样条插值（spline）
0.0077
-2.9221e-04
7.4015e-06
以上是对几种拟合方法做一简要分析，下面简要说明对通道特性拟合的滤波器设计，以切比雪夫带通滤波器和巴特沃斯带通滤波器为例，如下图所示。

图 37切比雪夫带通滤波器 图 38巴特沃斯带通滤波器

参 考 文 献
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[31] 王峰，傅有光，夏映玲. 非最小相位雷达通道均衡算法研究．现代雷达．2004年11月，第26卷（第11期）．68-70

目 录

第1章 总 论 3
1.1. 项目背景与概况 3
1.2. 主要技术经济指标 7
1.3. 问题与建议 8
第2章 项目投资环境与市场研究 9
2.1. 投资环境分析 9
2.2. 区域房地产市场分析 11
2.3. 销售预测 15
2.4. 营销策略 19
第3章 建设规模与项目开发条件 21
3.1. 建设规模 21
3.2. 项目概况现状 21
3.3. 项目建设条件 22
第4章 建筑方案 26
4.1. 设计依据 26
4.2. 项目设计主题和开发理念 26
4.3. 项目总体规划方案 27
4.4. 建筑设计 28
4.5. 结构设计 29
4.6. 给排水设计 30
第5章 节能节水措施 32
5.1. 设计依据 32
5.2. 建筑部分节能设计 32
第6章 环境影响评价 33
6.1. 编制依据 33
6.2. 环境现状 33
6.3. 项目建设对环境的影响 34
6.4. 环境保护措施 34
第7章 劳动卫生与消防 35
7.1. 指导思想 35
7.2. 职业安全卫生健康对策与措施 35
7.3. 消防设计 36
第8章 组织机构与人力资源配置 38
8.1. 组织机构 38
8.2. 人力资源配置 38
第9章 项目实施进度 39
9.1. 项目开发期 39
9.2. 项目实施进度安排 39
9.3. 项目实施过程控制措施 39
第10章 项目招投标 41
10.1. 工程项目招标投标概述 41
10.2. 工程项目招标投标因素分析 42
10.3. 招标依据 44
10.4. 招标范围 44
10.5. 招标方式 44
第11章 投资估算与资金筹措 45
11.1. 投资估算 45
11.2. 资金筹措 45
第12章 财务评价 47
12.1. 项目评估依据 47
12.2. 财务评价基础数据的选择 47
12.3. 财务评价 47
12.4. 不确定性分析 48
第13章 社会评价 49
13.1. 项目对社会的影响分析 49
13.2. 风险分析 50
13.3. 社会评价结论 51
第14章 研究结论与建议 52
14.1. 可行性研究结论 52
14.2. 建议 52