高频电路Class (16).ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,高频电子线路,王军,wangjun,汕头大学电子工程系,6.2,调幅信号的解调,从已调高频信号中恢复出调制信号的过程叫做解调，也称做检波。解调是调制的逆过程。,6.2.1,调幅解调的方法,振幅解调方法可分为,包络检波,和,同步检波,两大类。,包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。根据电路工作方式不同，又分为,峰值检波,和,平均值检波,。,由于,AM,信号的包络与调制信号成线性关系,因此,包络检波只适用于,AM,波,。其包络检波原理框图如图,630,所示。,如果我们想把其他调制方式的已调波用包络检波方式解调，就要像将已调波转换为,AM,波,图,630,包络检波的原理框图,两种解释,:,一是非线性器件将双向变化转变为单向变化,而单向的幅度变化,(,包络变化,即为低频调制信号,),为低频信号,通过一个低通滤波器可以得到；二是非线性电路的,幂次项,的作用,.,图,631,同步解调器的框图,r,同步检波,是外加一个与原来载波,同频同相,的高频信号，称为插入载波或副载波，然后利用,频谱搬移电路,，对,DSB,和,SSB,信号进行解调，故称为,同步检波,。其同步检波原理框图如图,631,所示。,与原有的载波,(,发射端载波,),同步,包络线检波也是频谱搬移,的作用,这就是叠加型同步,检波的工作原理,而,DSB,和,SSB,信号的包络不正比于调制信号，因此不能用包络检波，必须采用,同步检波,。,同步检波又可以分为,乘积型,(,图,632(a),和,叠加型,(,图,632(b),两类。它们都需要用恢复的载波信号,u,r,进行解调。,图,632,同步检波器 的两种类型,(a),乘积型,;(b),叠加型,6.2.2,二极管峰值包络检波器,1,二极管串联检波器电路及工作原理,图,633(a),是二极管串联峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管,V,D,和,RC,低通滤波器组成。可以看出，信号源、二极管和,RC,滤波网络为串联关系。,图,633,二极管峰值包络检波器,(a),原理电路,(b),二极管导通,(c),二极管截止,充电时间常数为,r,d,C,放电时间常数为,RC,非线性电路,通常选,用导通电压小,动态,电阻小,频率特性好,的锗管,低通滤波器,为了滤掉高频分量，保留低频分量，,RC,的值应该满足：,式中,c,为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频,I,，,为调制频率，,1/RC,是低通网络的,上截止频率,。在理想情况下,RC,网络的阻抗,Z,应为：,当输入等幅波时,当在输入信号的正半周，二极管导通，快速给电容充电，当输入下降后使二极管截止时，电容放电，,但放电要比充电慢得多,，因此，,达到平衡后，二极管只在输入信号的峰值附近才导通，通角很小,。图,6-34,是输入为等幅波时的工作过程。,(6-42),对高频信号电容要呈现小电阻,对低频包络信号电容呈现较大阻抗,图,634,加入等幅波时检波器的工作过程,=,从这个过程可以得出下列几点,:,检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻,R,放电的交替重复过程。,(,是一个非线性滤波器,),由于,RC,时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于,正的较高的电位,(,因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即,U,o,U,m,),。,二极管电流,i,D,包含平均分量,(,此种情况为直流分量,),I,av,及高频分量。,输出电压的平均电压接近输入振幅，并具有高频纹波电压。,输入电压振幅一定要大于二极管的势垒电压，因此这是一个,大信号检波器,。,图,6-35,是大信号检波器达到平衡时的电流电压波形。,图,635,大信号检波器稳态时的电流电压波形,由,KVL,可知,u,D,=,u,i,-,u,C,当输入,AM,信号时,因为平衡后，二极管总是在输入信号每个周期的峰值附近导通，因此输出电压与输入信号包络相同。二极管电流的,平均分量,I,av,流过,R,形成检波输出，而高频分量被,C,滤掉了。,设输入信号为：,则检波输出为：,图,6-36,是输入为,AM,信号时的检波器输出波形。图,6-37,是输入为,AM,信号时的检波二极管的电压及电流波形。,(6-43),平均电流是随包络变化而变化的量,其实是局部时间段内的平均电流,图,636,输入为,AM,信号时检波器的输出波形图,图,637,输入为,AM,信号时,检波器二极管的电压及电流波形,从上面的分析可以看出，电容两端的电压具有近似为输入载波振幅大小的,直流分量,，因此必须加,隔直电容,，然后输出原来的调制信号，如图,6-38,所示；另外，这个直流电压可以被取出用于自动,控制,放大器的,增益,。,图,638,包络检波器的输出电路,(a),输出低频调制信号；,(b),输出直流,从检波过程还可以看出，,RC,的数值对检波器输出的性能有很大影响。如果,R,值小,(,或,C,小,),，则放电快，高频波纹加大，平均电压下降,;,RC,数值大则作用相反。当检波器电路一定时，它跟随输入电压的能力取决于输入电压幅度变化的速度。当幅度变化快，例如调制频率高或调制幅度,m,大时，电容器必须较快地放电，以使电容器电压能跟上峰值包络而下降，此时,如果,RC,太大，就会造成失真。,分析一下性能,(1),传输系数,K,d,检波器传输系数,K,d,或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。,若,输入载波电压振幅为,U,m,输出直流电压为,U,o,则,K,d,定义为,:,（,6-44,）,对于,AM,信号，定义检波系数为,输出低频电压振幅,与,输入高频已调波包络振幅,之比。,（,6-45,）,2,性能分析,由于检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性用折线近似如图（,6-35,）。当输入为等幅波时,二极管电流峰值：,电流平均分量：,电流基频分量：,(6-46),(6-47),(6-48),page74,?,由检波效率的定义式和图,6-35,：,解出电流通角：,(6-49),(6-50),(6-51),等式两边各除以,cos,可得：,由此可见,检波系数,K,d,是检波器电流,i,D,的通角,的函数,求出,后,就可得,K,d,。因为：,由以上分析可以看出：,当,电路一定,时，,导通角,是一定的,。原因是负载电阻,R,的反作用，使电路能自动调节，使,不随输入信号而改变。,检波效率也与信号大小无关。所以检波器的输入输出是线性关系,线性检波，当输入,AM,信号时，输出电压为：,二极管导通电阻越小，,R,越大，,就越小，检波效率就越高。这意味着二极管本身能量损耗越小。,滤波器时间常数,RC,越大，,纹波就越小,，检波效率也就越高。,(,但,RC,过大会带来什么问题呢,?),图,6-39,和图,6-40,说明了二极管导通电阻和滤波电路对检波效率的影响。,(6-52),什么样的反馈过程,?,图,639,K,d,g,D,R,关系曲线图,图,640,滤波电路对,K,d,的影响,增加,R,可以提高,K,d,但是增加过大的,R,会造成输出变化跟不上输入包络变化造成失真,因而可适当增加,g,D,增加,C,也可以,提高,K,d,(2),输入电阻,R,i,检波器的输入阻抗包括输入电阻,R,i,及输入电容,C,i,如图,641,所示。,输入电阻影响前级中频放大器的品质因数和放大器的增益，输入电容影响谐振频率,。,图,641,检波器的输入阻抗,前级放大器谐振电路,对基波谐振,要考察基波等效阻抗,输入电容包括二极管结电容,C,j,和引线对地分布,C,f,电容，,C,i,=,C,j,+C,f,。,输入电阻为输入载波电压的振幅,U,m,与检波器电流的基频分量振幅,I,1,之比值,即：,将式,(648),代入,有,:,(6-53),(6-54),先跟滤波电容,C,串联,忽略掉,C,然后和谐振回路电容并联,忽略掉,C,j,（为什么是一次谐波？）,也可以从功率的角度来分析。,因为,r,D,很小，,很小，所以可以认为二极管基本不消耗能量，输入功率就等于电阻,R,上消耗的功率。即检波效率近似为,1,，因此有：,显然，,R,越大，输入阻抗越大，对前级的影响也越小。因此经常采用射极跟随器实现峰值包络检波。如下图所示。,图,由射极跟随器构成的包络检波器,3,检波器的失真,（,1,）惰性失真,在二极管截止期间,电容,C,两端电压下降的速度取决于,RC,的时常数。如果电容放电速度很慢，使的输出电压不能跟随输入信号包络下降的速度，那么检波输出将与输入信号包络不一样，产生失真。把由于,RC,时间常数过大而引起的这种失真称做,惰性失真,或叫,对角线切割失真,。如图,6-42,所示。,图,642,惰性失真的波形,不能跟随包络变化,为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使,电容,C,通过,R,放电的速度,大于或等于,包络的下降速度,即：,设输入为单音调制,AM,波,则在,t,1,时刻其包络的变化速度为：,二极管停止导通的瞬间,电容两端电压,u,C,近似,为输入电压包络值,即,u,C,=,U,m,(1+mcos,t,),。在,t,1,时刻通过,R,放电的速度为：,(6-55),(6-66),(6-67),对多频调制,包络变化速度取决于最高,频率分量,.,将式,(656),和式,(657),代入式,(655),可得：,实际上,不同的,t,1,U,(t,),和,u,C,的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证,A,值最大时,仍有,A,max,1,。故令,d,A,d,t,1,=0,得：,(6-58),(6-59),代入式,(658),得出不失真条件如下,:,由此可见，,m,、,越大，包络下降速度就越快，保证不产生惰性失真时对,RC,的要求就越小。但,实际中调幅波并不是单音调制，因此必须应用最大的调深度和最高调制信号频率来检验有无惰性失真,。因此检验公式为：,(6-60),(6-61),(,2),底部切削失真,底部切削失真又称为负峰切削失真,。产生这种失真后,输出电压的波形如图,643(c),所示。这种失真是,因检波器的交直流负载不同引起的,。,图,643,底部切削失真,因为,C,g,较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值,U,C,可以把它看作一直流电源。它在电阻,R,和,R,g,上产生分压。在电阻,R,上的压降为,:,这个电压正好是二极管的反向电压，当它大于调幅波的最小幅度为,U,C,(1-m),时。二极管就会截止，产生切割失真。因此，由图,643(b),可以看出,要避免底部切削失真,应满足,:,(6-62),(6-63),(6-64),原先的,U,C,会随着二极管截止放电，但现在由于,C,g,的作用，使得在二极管截止时基本上保持不变,从式,(6-64),可以看出，要避免底边切割失真，一定要设法增大交流阻抗和直流阻抗的比值。在图,6-43,中，直流阻抗为,R,，而交流阻抗为,R/,R,g,.,解决交、直流阻抗差别可以采取如下措施。如图,6-44,。,图,644,减小底部切削失真的电路,(a),中是把,R,分成两个电阻的串联来提高交流阻抗，,(b),是利用射极跟随器来使交、直流阻抗近似相等。,（,3,）非线性失真,这种失真是由于检波二极管的伏安特性曲线的非线性引起的。它会使的检波器输出的音频电压不能完全和输入调幅波的包络成正比。但如果负载电阻,R,选的比较大，导通角比较小，那么这种非线性失真很小，可以忽略。,（,4,）频率失真,由于检波电容,C,和耦合电容,C,g,选择不合理，会造成音频输出中含有其他谐波分量，造成频率失真。不产生频率失真的条件为：,(6-65),(6-66),4,设计中应该考虑的问题,在设计包络检波器时，应主要考虑要有较高的检波效率和尽可能避免各种失真并减少对前级中频放大器的影响。以图,6-48,为例来说明这个问题。可以从以下几个方面来考虑。,检波器,自动增益控制,AGC,音量调节,图,648,检波器的实际电路,（,1,）二极管的选择,要选择导通电阻和结电容比较小的二极管，可以提高效率。如选择点接触型二极管,2AP9,（约,100,、,1pF,）等。,（,2,）电阻,R,1,、,R,2,选择,为了不损失效率，,R,1,/R,2,一般选择在,0.10.2,，而,R,1,+R,2,几千,，它不能太大，否则容易产生底边切割失真或惰性失真。此处选,R,1,=680,，,R,2,=4.7k.,（,3,）电容的选择,C,太大容易产生惰性失真，太小又会使纹波加大，效率降低。因此应使,2F,max,1/RC2f,c,.,此处选,C,1,=C,2,=5100pF,。,C,g,一般选的很大，此处为,10,微法。,5.,二极管并联检波器,除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。如图,6-46,。,(,c,),(,b,),图,646,并联检波器及波形,(a),原理电路,(b),波形,(c),实际电路,(a),(c),(b),根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在,R,上,一部分转换为输出平均功率,即,当,U,av,U,C,时,(,U,C,为载波振幅,),有：,因此和串联检波器相比：,C,兼检波与隔直作用。二极管电压就是输出电压,输出电压具有高频分量，后面需要加低通滤波器。,具有很大的高频损耗,输入电阻小。,(6-68),(6-67),6,小信号检波器,小信号检波,是指输入信号振幅在,几毫伏,至,几十毫伏,范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,忽略高次项后，即表示为：,一般小信号检波时,K,d,很小,故,忽略平均电压负反馈效应,认为：,将它代入上式,可求得,i,D,的平均分量和高频基波分量振幅为：,(6-71),(6-70),(6-69),无信号输入时的输出,(,包络,),有信号输入时输出均值,(,局部,时间段的均值,)/,包络的变化,若用,I,av,=,I,av,-,a,0,表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则,:,相应的,K,d,和,R,i,为,:,若输入信号为单音调制的,AM,波,因,c,可用包络函数,U,(t,),代替以上各式中的,U,m,，则有：,(6-72),(6-74),(6-73),输入高频已调波包络变化,这里仅仅输入单频信号,输出包络变化,从上面分析可以看出，在小信号检波时：,检波输出电压与输入信号振幅的平方成正比，因此又称为,平方律检波器,。因此可以用做,功率,指示。,小信号检波时检波效率、输入电阻都很小。,具有,严重的非线性失真,，比如,2,、,4,、,6,等,的耦次谐波。,图,647,小信号检波检波器的原理和波形图。,(6-75),图,647,小信号检波,提供一个静态工作点,6.2.3,同步检波器,1,乘积型同步检波器,乘法器,低通滤波器,LPF,u,o,u,s,u,r,乘积型同步检波器框图,（,1,）,DSB,信号解调,设输入信号为,DSB,信号,即,u,s,=,U,s,cos,t,cos,c,t,本地恢复载波,u,r,=,U,r,cos(,r,t+,),而且设,r,-,c,=,c,，,则这两个信号相乘为：,(6-76),思想,:,调制时是通过乘积运算将低频信号频谱搬移到,高频段的,同样,我们也可以通过乘积运算重新,将高频已调信号频谱搬移低频信号,被滤波器滤除,经低通滤波器的输出,且考虑,r,-,c,=,c,在低通滤波器频带内,有：,可以看出，经过乘法器，又把信号频谱线性地从,c,两侧搬移到了到,r,-,c,和,r,-,c,两侧，如图：,图,乘积型同步检波器的频谱,(,a)DSB,信号频谱；,(b),相乘后信号频谱,c,-,r,-,c,r,+,c,r,-,c,+,r,-,c,-,r,+,c,-,r,+,c,+,c,c,+,上边带,上边带,下边带,下边带,(a),(b),(6-77),由上式可以看出：,当恢复载波与发射载波同频同相时,即,r,=,c,=0,则,:,u,o,=,U,o,cos,t,输出将无失真地将调制信号恢复出来。,若恢复载波与发射载频有一定的频差,即,r,=,c,+,c,u,o,=,U,o,cos,c,t,cos,t,引起振幅失真和频率失真。,若只有一定的相差,但频率相同，则：,u,o,=,U,o,coscos,t,引如一个振幅衰减因子，使振幅减小,对多频信号还会产生,相位失真,(,线性失真,),（,2,）,SSB,信号的解调,当,c,=0,=0,则,:,u,o,=,U,o,cos,t,，输出将无失真恢复调制信号。,当,c,0,=0,则：,u,o,=,U,o,cos,（,-,c,),t,引起频率失真。,当,c,=0,0,则：,u,o,=,U,o,cos(,t-,),只改变相位，对单频信号来说没失真,对多频信号有,线性相位失真,.,经低通滤波器的输出,且考虑,r,-,c,=,c,在低通滤波器频带内,有：,(6-78),(6-79),造成线性失真中的,相位失真,.,补充说明一点,:,这在同步检波上做不,到，不失真就一定要,载波信号与本振信号,同频同相位。但在滤,波器、控制系统、放,大电路设计的时候一,定要注意怎么样去,减少相位失真。,图,648,几种乘积型解调器实际线路,2.,叠加型,叠加型同步检波是将,DSB,或,SSB,信号插入恢复载波,使之,成为,或,近似为,AM,信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。如图所示。,图,6-49,叠加型同步检波器原理图,u,o,相加器,低通滤波器,u,s,u,r,包络检波器,u,1,u,2,(a),(b),（,1,）叠加型,DSB,信号检波,对,DSB,信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的,AM,波。设：,显然通过把输入信号个插入载波相加，就可得到,AM,信号，通过包络检波器就可以恢复出调制信号。,(6-82),(2),叠加型,SSB,信号检波,设单频调制的单边带信号,(,上边带,),为：,则：,式,(6-84),中,(6-83),(6-84),(6-85),(6-86),(6-87),泰勒级数展开，取一阶近似可得,调幅,调角,(,调相或调频,),既幅度调制，又角度调制的一个信号,但幅度信号包含于“调制信号”成比例的信息,可以通过包络检波方法得到这个幅度变化信号，实现解调,.,可见把,SSB,信号和插入载波相加后，得到,近似,的,AM,波形，经过包络检波可恢复出调制信号。,采用图,650,所示的同步检波电路,可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路。,图,650,平衡同步检波电路,载波频率有时变，即调频又调幅的一个信号,下检波器的输出为：,则总的输出：,上检波器的输出为：,(6-88),(6-89),(6-90),3.,恢复载波的方法,（,1,）对于,AM,信号，可用一个限幅器，把信号变换成一个等幅信号。,（,2,）对于,DSB,信号，可采用倍频和分频方式。,平方,窄带滤波器,取倍频信号,2,分频,（,3,）对于,DSB,和,SSB,信号，还可加导频方式。,（,4,）直接利用高稳定度的晶体振荡器，直接产生副载波。,副载波,