微波传播.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,第,3,章,*,微波通信,郑玉峰,第三章 微波传播,微波在自由空间的传播,微波传播的描述方法,地形对电波传输的影响,大气对微波传播的影响,大气与地面效应造成的衰落特性,抗衰落技术,3.1,电波在自由空间的传播,无线电波的传播途径：,（,1,）地波传播,（,2,）电离层传播,（,3,）地面、低空视距传播,（,4,）散射传播,（,5,）外球层传播,无线电频谱表,（,1,）,地波传播,：地波传播是指电磁波沿地球表面绕射传播。当天线很低时，电磁波距地面很近，又加之天线很长，很容易被地面吸收导致迅速衰减。这种衰减与地面的性质（导电系数的大小）、电磁波的极化方式和频率有关。因此长波一般用于地波传播。它的频率一般规定为,30KHz-300KHz,这个频率称为长波。中波的频率是,500-1600KHz,，也是地波传播，我国用于调幅广播。,（,2,）,空间传播（地面、低空视距传播）,：也就是直发射天线和接收天线必须在视距范围内，这时电波为直射波，或由直射波和地面反射波组成的相干传播（因此接收点的场强为二者之和）。这种传播方式用于超短波和微波通信。频率在,30MHz,以上的调频广播和电视信号发射都是空间波传播。超短波通信从理论上讲，只能在视距范围内进行。,（,3,）,电离层传播（天波传播）,：由于太阳和各种宇宙射线的辐射，引起空气分子的电离，而形成了电离层。电离层分三层。,D,层（距地面高度,70-90Km,）、,E,层（,100-120Km,）、,F1,层（,160-180Km,）、,F2,层（,200-900Km,），中波和短波都能借助电离层的反射传播到较远的距离，最常用于短波通信。短波频率为（,3MHz-30MHz,有些地方定义为,1.5MHz-30MHz,）。有静音区。,（,4,）,散射传播：,由于大气温度、压力、湿度和电子密度等的不均匀性，使大气介电系数随高度而改变。散射波可在对流层或电离层发生，也可在流星的余迹上发生。,（,5,）,外球层传播（外空间传播）,：离开地面,900-1200Km,的高度称为外球层，,1200Km,以上就进入星际空间。星际空间的通信可视为自由空间通信。在地面上，在某一个截止频率以上的频率（一般为,10MHz,，太阳活动剧烈时可至,100MHz,极地夜间频率可降至,2MHz,）可以利用外球层进行宇宙通信。卫星通信就是这种传播方式。,3.1.2,微波是一种电磁波,微波是一种电磁波,由随时间变化的电场和磁场组成，这两者相互依存、相互转化。,电磁波的电场、磁场和电磁能流之间有如下的基本关系：,电场、磁场、能量流方向相互垂直，符合右手螺旋准则，,S,=,E,H,（坡印亭矢量）,电场强度和磁场强度的大小的比值是一个固定值，该值称为媒质的特性阻抗或波阻抗，记为,对真空媒质，为,377,欧姆。,为媒体的导磁率，为媒质的介电常数。,电磁能流密度的大小为,电磁波具有一定的极化形式，指的是电磁波的电场矢量在空间的取向。电磁波的极化分为三种形式：水平极化、圆极化、椭圆极化。水平极化和圆极化可以看作椭圆极化的特殊形式。,电磁波是天线向空间辐射所产生的，辐射后形成辐射场，辐射场的电场强度和磁场强度的振幅随离开天线的距离,r,的增加而按,1/r,的因子减小，辐射场的等相位面是以距离,r,为半径的球面。,3.1.3,自由空间的,传播损耗,自由空间传播,系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其,能量既不会被障碍物所吸收,，也,不会,产生,反射,或,散射,。,自由空间,是满足下述条件的,一种理想空间,：,1.,均匀无损耗的无限大空间；,2.,各项同性；,3.,电导率为零。,电波经天线辐射后，其能量向周围空间扩散，到达接收天线的仅是发射功率的一小部分。,d,为收发天线间的距离。距离越远，接收天线收到的能量越小，这就是电波在自由空间传播过程的衰减，即,自由空间的传播损耗,L,s,。,自由空间传播损耗,L,s,是传播损耗中最基本的损耗，接收天线接收的信号功率仅仅是发射天线辐射功率的一小部分，大部分能量都向其它方向扩散了。工作距离越远，球面积越大，接收点截获的功率越小，即传播损耗加大。电波在大气层以外的空间传播时，可以近似看成在自由空间传播。,关于天线的几个概念,天线的口径面积,A,p,：天线物理口径的面积；,天线的有效面积,A,e,：表征接收天线接收空间电磁波能力的基本参数；天线的负载检测到的功率与入射到天线的功率密度之比,天线的口径效率,：为天线的负载检测到的功率与入射到天线的功率密度之比；,A,e,/A,p,天线的增益,G,：天线增益是指在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元（一般为点源，有时指偶极子）在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。,对无方向性的全向天线，其有效面积,，,为所传电波的波长,B,点的无方向性天线收到的,功率为,自由空间的衰减系数,取对数为,当,d,的单位为,km,，,f,的单位为,GHz,，,c,为自由空间的速度即,3,10,5,km/s,时，,例,3-1,设某两个微波站的距离为,60km,，频率为,4GHz,，计算自由空间的传播衰减。,解：代入上式，可得,解：代入上式，可得,自由空间传播条件下收信电平的计算,某天线的三维波瓣图,用于微波通信的天线，一般都不是向周围空间均匀辐射的全向天线，而是有很强的方向性。,发射天线的增益,G,t,，通过主射束方向的单位面积功率为,接收天线的增益,G,r,，接受天线的有效面积,接收天线的输出功率为,分贝表示为,实际通信系统中，除传播损耗与天线的增益外，馈线、收发分路器均有损耗。收发两端的馈线系统损耗分别表示为,L,fr,、,L,ft,，收发两端的分路系统损耗分别为,L,br,、,L,bt,。,则在自由空间条件下最后接收机的收信功率电平为,例,3-2,有一微波收通信机，发射机的功率为,P,t,=1W,，工作频率,f=3.8GHz,，两站相距,45km,，收发天线的增益,G,r,=G,t,=39dB,，收发馈线系统的损耗为,L,fr,=L,ft,=2dB,，收发两端分路器损耗为,1dB,。求在自由空间条件下，接收机的输入电平和输入功率是多少？,解：由已知条件，在自由空间的传播损耗为,L,s,=92.4+20lgd+20lgf,=92.4+20lg45+20lg3.8,=92.4+33.06+11.6,137 dB,发送信号的电平,P,t,=10lg1000=30 dBm,接收机的输入电平,接收机的输入功率为,3.2,微波传播的描述方法,惠更斯,-,菲涅耳原理（,Huggens-Fresnel,）,微波是一种电磁波，它是以波动的形式传播的。既然是波动传播，当其在传播路径上移动时，必然需要一定的空间。,波动是物质运动的一种形式。它可看成空间各点直接或间接受波源影响的强迫振动的集体表现，是相互干涉的结果。,电波的干涉,原因：波程差决定相位差。同相合成相互加强，反相合成减弱,惠更斯,菲,涅耳原理,光和电磁波都是一种振动，一个点源的振动传递给邻近的质点后，就形成了二次波源、三次波源等等。,如果点源发出的波是球面波，那么由点源形成的二次波前面也是球面波、三次、四次,.,波前面也是球面波。,备注：,在微波通信中，当发信天线的尺寸远小于微波中继距离时，可将发射天线看成是一个点源。,惠更斯,菲涅耳原理,惠更斯认为：在波的传播过程中，波面上的每一个点都可以看成是一个能进行二次辐射的球面波波源，而下一个波面就是前一个波面上无数个二次辐射波面的包络面。,菲涅耳对这个原理进行了扩展。他认为,在波的传动过程中，空间上任一点的辐射场，是包围波源的任意封闭曲面上各点的二次波源发出的波在该点相互干涉的结果,。也就是说，在空间某点的振动，是由某个包围波源的封闭曲面上的二次波源在该点的振动的相互叠加。,这样，如果我们求波源,Q,产生的场在,P,点的场强，可用,Q,产生的在封闭曲面上的二次波源，通过面积分叠加，来求得,P,点场强。但这样的计算很复杂。但有一个近似算法，可使问题简化。,菲,涅耳椭球面,假定有一个微波中继段发信点为,T,，收信点为,R,，站间距为,d,，平面上一个动点,P,到两个定点（,T,、,R,）的距离若为一个常数，则此点的轨迹为一个椭圆。在空间此动点的轨迹是一个旋转椭球面。,对于电波传播，这个常数当为,d+/2,时，得到的椭球面称为第一,菲,涅耳椭球面；常数为,d+2/2,时，得到的椭球面称为第二,菲,涅耳椭球面,.,常数为,d+N/2,时，得到的椭球面称为第,N,菲,涅耳椭球面,.,d,1,d,2,d,d,1,+,d,2,-d=,l,/2,第一,菲,涅耳椭球面,:,菲涅耳椭球面,菲,涅耳区定义,如果前述定义的一系列菲涅耳椭球面，与我们从,T,或,R,点出发认定的某一波前面相交割，在交割的界面上我们就可以得到一系列的圆和环，中心是一个圆，称为第一菲涅耳区。,其外的圆环（外圆减内圆得到的圆环）称为第二个菲涅耳区，再往外的圆环称为第三菲涅耳区、第四菲涅耳区,.,第,N,菲涅耳区。,这些圆和环我们可以把它们近似地看成，都为在垂直于地面且垂直与,T,与,R,间射线的平面区域图形。,菲,涅耳区定义,直射线,第一,菲涅耳区,+,第二菲涅耳区,-,第三,菲涅耳区,+,菲涅耳区定义,微波能量在直射线周围的空间中分布传播,不同菲涅尔区的场强对总场强的贡献不同,经有关研究知道：,在电波的传播空间中，由第一非涅耳区在接收点的场强,接近于全部有贡献的非涅区在接收点的自由空间场强的,2,倍,;,相邻菲涅耳区在收信点处产生的场强的相位相反；,若以第一菲涅耳区为参考,则奇数区产生的场强是使接收点的场强增强,偶数区产生的场强是使接收点的场强减弱。,在接收点接收到的是各个菲涅耳区的合成场强，当菲涅耳区号趋近于无限多时，就接近于自由空间场强；,非涅耳区的能量分布,:,菲涅耳半径,The Fresnel Radius:,我们把菲涅区边界上的任意一点到,R-T,连线的距离称为菲涅耳区半径，用,F,表示。,当这一点为第一菲涅耳区,边界,上的点时，此半径称为第一菲涅耳区半径,F,1,。,当这一点为第二菲涅耳区边界上的点时，此半径称为第二菲涅耳区半径,F,2,。,.,第,N,个菲涅耳区半径表达式：,F,n,=(n),1/2,F,1,上式中：,F,1,为第一菲涅耳半径。,第一菲涅耳半径的计算,d,1,d,2,d,300 d,1,x,d,2,f,x,d,F,1,=,F,1,：米,d,d,1,d,2,：,千米,f,：,GHz,r,F,C,x,d,1,x,d,2,f,x,d,菲涅耳半径,x,x,d,1,x,d,2,d,从,Q,点到,P,点的电磁能量基本上是通过以,Q,和,P,为焦点的一些,菲涅尔区来传播的。所以，为了获得自由空间传播，只要保证一定的菲涅尔区,不受障碍就可以了。,这个区域是电波在,自由空间传播时起主要,作用的空间区域，它被,S,0,平面所截的面积是对接收场强起主要作用的二次源分布面积。,得到推论：,波长愈短，距离,d,愈短，,菲涅尔区半径越小；,波长和距离一定时，,F,n,与,S,0,的位置有关，如在中点，则菲涅尔区半径最大，此时,d,1,=d,2,=d/2,，,例,3-3,设,f=6GHz,，,d=50km,，若天线的半功率波束宽度为,1.5,，,求第一菲涅尔半径和中点处包含多少菲涅尔区？,解：,中点处这个波束宽度的尺寸为,这个里面包含很多,菲涅尔区。根据,可以计算，里面包含近,170,个菲涅尔区。,最小,菲涅尔区,假设,S,0,是一个电磁波不能穿透平面，围绕着直射线开圆孔，先开一个孔与第一,菲涅尔区半径一样大，则接收点的场强是自由空间值的两倍。也就是说要得到自由空间场强，我们需要的传播空间比,第一,菲涅尔区还要小，我们把这个半径称为最小菲涅尔区半径,F,0,。,最小菲涅尔区半径,F,0,的大小为,最小菲涅尔区半径和第一菲涅尔区半径是微波电路勘探设计中重要的两个物理量。,3.3,地形对电波传播的影响,地形对大气中电波传播的影响表现在三个方面：,反射,、,绕射,和,散射,。这三种情况在一般条件下都存在，只不过在不同条件下有主次之分：,天线高架，地面平滑，反射为主；,地面粗糙起伏较大，散射为主；,天线低架，或障碍物尺寸较小，绕射为主。,3.3.1,在平滑地面上的传播,这里所述的平坦地形是指不考虑地球曲率的影响。下面所研究的环境己不再是自由空间，而是在真实大气中地面对电波的反射。,为了讨论问题的方便，对问题简化：不考虑地面媒质对电波的吸收，即地面对电波为全反射。,从,A,点发出到达,B,点的波有两条途径，其间有行程差和相位移。,行程差：,在三角形 和 中，,故,一般情况下，所以,因此，,故行程差为,行程差引起相位差，经过途径,ABC,的反射引起相位滞后,设直射波的场强为,设反射系数为,R,，反射时还会引起,的相移，故反射场强为,合成场强为,可得到衰减因子,可以看到，,衰减因子,与直射波和反射波的,行程差,和,地面反射系数,有密切的关系。,当地面无吸收，即出现最大反射，,R=1,时,衰减因子与行程差的关系表明：,接收点接收的场强随行程差的变化而呈周期性的变化，变化周期为一个波长周期；,衰减因子的变化范围为,02,。,考虑地面反射后，接收机的实际接收电平可由下式求出：,式中，为自由空间的收信电平，,3.3.2,电波在球形地面的传播,地球是圆形的。当通信距离远时，必须考虑地面的弧度，对前面的结果进行修正。先来看看,直视距离,。,a,代,表地球的半径，则,因为,很小，,，且,a+h,1,a,故,故,直视距离,为,将地球半径,a=6370km,代入，则,式中，,d,0,的单位是,km,，,h,1,和,h,2,的单位是米。,当,h,1,和,h,2,一定的条件下，实际的通信距离最大不能超过,d,0,。,比较实际距离,d,和直视距离,d,0,的关系，可得：,如果,dd,0,，称接收点处于,阴影区,；,如果,d,d,0,，称接收点处于,半阴影区,。,在球面条件下公式的修正,若地面上的反射区域不可看成是平面而必须看成球面时，必须对前面的电波反射公式作修改。修改主要有两个方面：,修正天线的高度；,修正地面的反射系数。,衰减因子,衰减因子,与直射波和反射波的,行程差,和,地面反射系数,有密切的关系。,修正天线的高度,通过反射点作切面，则实际的天线高度,h,1,和,h,2,应修改为自切平面算起的等效高度,h,1,和,h,2,。,与前面的计算相同，可以得到：,故天线的等效高度为,:,修正地面的反射系数,球形地面对电波的扩散作用，类似于凸面镜对光线的发散，故对以相同角度、相同距离的入射波束，其反射波的接收强度要弱一些。,S,平面,S,球面,球面反射的反射系数要在平面反射的基础上乘以一个,扩散因子,D,f,的计算公式为,r,1,r,2,波束的边缘到球面，,a,是地球的直径，,波束的中间到球面的距离。,与传输距离,d,相比，天线的高度一般很小，这时,远距离传输时，,这样，代入,D,f,的表达式,从上面的公式，可以得到：,对光滑的地面，,D,f,接近于,1,（约等于,1,）；,对起伏不平的复杂地面，反射点的曲率半径不为,a,，而是小于地球半径。曲率半径越小，,D,f,就越小。所以在选择地形时，希望选择起伏不平的山区而尽可能避免大的开阔地带和湖泊。,下表是不同地面实测的反射系数,R,的范围。,地面实测的反射系数,1,频率,水 面,稻 面,田 野,城市、森林、山地,反射系数,损耗,dB,反射系数,损耗,dB,反射系数,损耗,dB,反射系数,损耗,dB,2 GHz,1.0,0,0.8,2,0.6,4,0.3,10,4 GHz,1.0,0,0.8,2,0.5,6,0.2,14,8 GHz,1.0,0,0.8,2,0.5,6,0.2,14,11 GHz,1.0,0,0.8,2,0.4,8,0.16,16,地面实测的反射系数,2,地面类型,反射系数,频率,GHz,树林（,1-3,米高）,菜地、杂草,草地,0.05-0.2,0.05-0.2,0.05-0.6,3,草地（,10mm,高）,中等粗糙地面,非常粗糙地面,0.3-0.8,0.1-0.5,0.2-0.4,5,浓密森林,再生林,长草,棉花地、不平海面、浅草,平滑海面、盐滩,0-0.1,0.1-0.4,0.5-0.7,0.7-0.8,0.9,未注明频率,3.3.3,电波在复杂地面的传播,电波传播要在一定的空间内进行，要求在传播路径中要有一相当尺寸的截面，否则就有可能使接收的场强大大下降。如果在传播的路径中有障碍物的存在，就会挡着直射波传播而影响接收点的场强。所以在设计时应抬高接受点,R,和发送点,T,连线的位置。,1.,地球的凸起高度,将地球看作规则的球形。在地面上两点,TR,之间的某一点,C,处的地球凸起高度为,H,b,，它为,C,点至弦,TR,的垂直距离,CO,，,O,点与,T,点的距离为,d,1,，与,R,点的距离为,d,2,。,由相交弦定理，有,整理后得到,实际上,TR,之间的距离对地球的周长来说很小,也就是地面上的距离，而,DO,与地球的直径相等,即,2a,。这样，,例如，如果,d=50km,，求中点处地球的凸起高度，将 代入，可得,在此情况下，如果收、发天线的高度也是,50m,，是不行的，因为此时视线刚好擦过地球表面，最小菲涅尔区都是受阻的。这时，又产生了,传播余隙,的概念。,2.,传播余隙,传播余隙,H,c,指的是在微波传输路径中，,地形起伏最高点与收发二点连线的距离,。,H,c,：传播余隙,H,s,：障碍物海拔高度,H,b,：地球凸起高度,由上图的关系，不难得到,应用菲涅尔区的概念，可把传播电路分为三种类型：,H,c,F,0,时，称为,开电路,；,0H,c,F,0,时，称为,半开电路；,H,c,1;,当 ，,K1,时，传播轨迹向下弯曲，视线距离增长，原来处于阴影区的接收天线，可能处于照明区而延长了传播距离；,K1,时，传播轨迹向上弯曲，视线距离缩短，原来处于照明区的接收天线，可能处于阴影区而接受不到信号；,4.,大气折射对电波传播的影响,对折射的实际情况，根据等效地球半径因子，可分为三类：,正折射；,无折射；,负折射,正折射,电波射线向下弯曲，射线弯曲方向与地球表面相同，可使传播距离变远。又有三种特殊情况：,dN/dh=-39N/km,时，,K=4/3,，称为标准大气折射；,dN/dh=-157N/km,时，,K=,无穷，,a,e,=a,，称为临界折射,微波传播路线与地面平行,能传输无限远；,dN/dh-157N/km,时，,K0,，,a,e,0,时，,K1,这对建设一条微波线路是有利的。但在特殊情况下，有可能发生负折射或超折射的情况。,相距,50 km,直线传播,微波实际传播路线,正折射能延长微波站距,在均匀大气中，视距传播的距离为,考虑大气的折射，在标准折射情况下，,3.4.4,影响传播余隙的因素,大气折射对传播余隙的影响,考虑大气折射的影响时，利用等效地球半径代替地球半径，可得到等效后的地球凸起高度：,凸起变化：,凸起变化导致余隙的变化，对确定的传播距离线路，中间余隙的变化为：,折射引起余隙的变化,2.,站距长度的影响,考虑大气折射后，传播余隙,若,K,不变，不变，则站距越长余隙变化量越大。为保证余隙的变化量不太大，通常在平原地段的微波线路站距为,3040km,，山区为,50 60km,。,3.,反射点位置的变化,在反射存在的地表传输中，接收点的场强是由直射波和反射波迭加的结果。直射波和反射波的行程差严重影响到接收效果。,K,的值随着气候条件的变化而变化，其变化影响到收发两点间的传播途径从而影响到行程差。这样，在具体的两站之间，必须考虑随,K,的变化影响到 的接收效果。,4.,传播余隙的选择,大气折射的主要影响是通过等效地球半径因子的改变而引起地球凸起高度。当,K,减小，地球凸起高度增大，余隙减小。在微波线路设计时，要注意工作区域,K,的变化，尤其是最小值和出现的时间。,余隙的大小决定了允许通过的菲涅尔区的数目。,在一般情况下，我们决定到达与自由空间传播场强相等的最小余隙。也即最小菲涅尔区半径,确定传播余隙的一条原则,：,在一个传播段上，相应于最小,K,值的传播余隙应在,0.6F,1,左右。,第三章 微波传播,微波在自由空间的传播,微波传播的描述方法,地形对电波传输的影响,大气对微波传播的影响,大气与地面效应造成的衰落特性,抗衰落技术,3.5,大气与地面效应造成的衰落特性,微波,在空间传输中将,受到大气效应和地面效应的影响,，,导致接收机接收的电平随着时间的变化而不断起伏变化,，我们把这种现象称为,衰落,。,衰落影响信号传播的稳定性和系统可靠性。,3.5.1,衰落特性,快衰落和慢衰落,(,按持续时间划分,):,慢衰落,：持续时间长的叫慢衰落，其持续时间一般长达数分种到几小时。,快衰落,：持续时间短的叫快衰落，一般发生在几秒到几分钟之间。,上衰落和下衰落,(,按接收点场强的高低划分,):,上衰落,：高于自由空间电平值的叫上衰落,下衰落,：低于自由空间的电平值的叫下衰落,慢衰落和下衰落对微波通信有很大的影响。,衰落的发生是随机的,无法预知某一时间信号的具体规律,只能掌握统计规律。,波长短，距离长，衰落严重,跨水面，平原，衰落严重,夏秋季衰落频繁,昼夜交替时，午夜容易出现深衰落,雨过天晴及雾散容易出现快衰落,衰落的分类,从衰落的物理因素来看，可以分成以下几种类型：,闪烁衰落,K,型衰落,波导型衰落,闪烁衰落,。对流层中的大气常发生的体积大小不等，无规则的漩涡运动，这些称为大气湍流。大气湍流形成的不均匀的块式层状物使介电系数,与周围的不同。当微波射线射到不均匀的块式层状物上来时，将使电波向周围辐射，形成对流层散射。此时接收点也可以接收到多径传来的这种散射波，它们的振幅和相位是随机的，这就使接收点的场强的振幅发生变化，形成快衰落。由于这种衰落是由于多径产生的，且衰落持续时间短，电平变化小，因此称之为闪烁衰落。一般不会造成通信的中断。,K,型衰落（多径衰落）,。这是由于,多径传输,产生的干涉型衰落，它是由直射波和反射波在到达接收端时，由于行程差，使它们的相位不一样，在叠加时产生的电波衰落。由于这种衰落与行程差,r,有关，而,r,是随大气的折射参数,K,值的变化而变化的，故称为,K,型衰落。这种衰落在水面，湖泊，平滑的地面时显得特别严重。除了地面的反射以外，大气中有时出现的突变层也能对电磁波产生反射和散射，也可以造成电波的多径传输，在接收点产生干涉型衰落。,(,一般是慢衰落,),波导型衰落,。由于气象的影响，大气层中会形成不均匀的结构，当电磁波通过这些不均匀层时将产生超折射现象，称为大气波导传播。若微波射线通过大气波导，而收、发两点在波导层外，如下图所示，则接收点的电场强度除了有直线波和地面反射波以外，还有“波导层”以外的反射波，形成严重的干扰型衰落，造成通信的中断。,大气波导传播,3.5.2,平衰落及其瑞利分布特性,衰落对视距传播的影响表现在两个方面：一是信号的,接收电平下降,，二是由于衰落的频率选择性作用而引起,传输波形的失真,。,在多径传播的条件下，这两种情况同时存在。一定条件下，可以忽略频率选择性影响，而认为信号传输带宽内具有相同的衰落电平，这种衰落称为,平衰落,。,衰落特性的表示方法,从微波的传输可靠性考虑，我们要研究,衰落深度与衰落持续时间的概率分布,情况。,衰落深度给出了电波传输的,中断电平,，衰落持续时间决定了,中断时间,。,多径传播的相位干涉是引起传播深衰落的主要原因,。,由于信号进行多径传播达到接收点处的场强来自不同传播的路径，各条路径延时时间是不同的，而各个方向分量波的叠加，产生了接收点的场强，从而形成信号衰落快而且深，我们把这种衰落称为,瑞利衰落,。,在微波通信条件下，并考虑电波传播的具体条件，瑞利衰落的概率的经验表达式,K,：环境条件因子；,Q,：地形条件因子,d,：站距；,f,：频率,W:,实际的接收功率,W,0,:,自由空间传播时的接收功率,P,r,是接收功率小于或等于,W,时的概率。,衰落不仅与接收功率有关，还与当地的气象、季节、地理环境等因素有关，表现在公式里的常数因子不同。故不同国家和地区的计算公式也不一样。,在收信电平等于自由空间条件下的收信电平时，我国的计算公式：,衰落深度的计算,衰落深度,又称为,衰落储备,、,衰落容限,，是指为了保证某个限定的误码率指标，一个中继段（或设备）具有的抗衰落的,储备量,，或者说能够忍受的衰落深度。,衰落深度的计算,衰落深度,又称为,衰落储备,、,衰落容限,，是指为了保证某个限定的误码率指标，一个中继段（或设备）具有的抗衰落的,储备量,，或者说能够忍受的衰落深度。,这个值与 有关。,数字微波的衰落深度是从衰落概率的角度进行计算的，定义式为：,已知衰落深度为,F,d,时，深衰落发生的概率为,例,3-4,某平原地区的数字微波通信线路，用于数据传输，线路长度为,1000km,，通信频率为,7GHz,，全线路误码率为,10,-6,时的中断概率为,0.01%,，该中继段站距为,40km,，求衰落深度。,解：该中继段衰落的瑞利分布概率为：,平原地段，,KQ=10,-9,，,f=7GHz,，,d=40km,，代入上式,40km,的中继段分到的允许中断概率为,故衰落深度为,例,3-5,某数字微波电路跨越湖面，工作频率为,8GHz,，站距为,38km,，发射天线高度为,90m,，接收天线高度为,60m,，地势海拔为,0,，假定衰落深度为,32dB,，求衰落概率。,解：水面的,KQ,值为,中断概率为,3.5.3,频率选择性衰落,当发送的信号是具有一定频带宽度的信号时，多径传播会产生频率选择性衰落。,Frequency(MHz),接收功率电平,(dBm),平衰落,频率选择性衰落,下面假定多径传播的路径只有两条的情况进行分析。,令发送信号为,f,(,t,),，其频谱函数为,F,(,w,),。则到达接收点的两路信号，若衰减系数分别为 ，这样它们可表示为：,时延与路径差有线性关系。,当这两条传输路径的信号合成后得,：,相应于它的傅氏变换对为,因此，信道的传递函数为,其幅频特性为,两条路径传播时选择性衰落特性,当一个传输信号的频谱宽于,1/,时，将致使某些频率分量被衰落，这种现象称为频率选择性衰落，简称选择性衰落。,注意：是随时间变化的，在不同的时间，频率选择性衰落发生的情况不同，即微波信号的衰落深度随频率而变化。,上述概念可推广到一般的,多径传播中去。,多径传播时的相对时延差通常用最大多径时延差 来表征，并用它来估算传输零极点在频率轴上的位置。,设信道的最大时延差为 ，则相邻两个零点之间的频率间隔为：,这个频率间隔通常称为多径传播信道的相关带宽。,频率选择性衰落对微波通信的影响,引起带内失真,使交叉极化鉴别率下降,使系统原有的衰落储备值下降,引起带内失真,带内失真会导致解调后数字信号的波形失真，波形失真又会造成码间干扰。有关资料表明，在信号的通频带内，,5,6dB,的振幅起伏就会使数字微波通信系统产生不能允许的高误码率，使系统性能变坏。,决定频率选择性衰落程度的基本参数是两条射线的振幅比,r,和路径时延差,0,。当,0,一定时，,r,越接近,1,，衰落越严重；当,r,一定时，,0,越大，信号的色散越严重。,使交叉极化鉴别率下降,一种极化状态的微波信号，经过信号传输后，其极化面可能会受到影响，并使一部分能量成为与之正交的极化状态，这对频率相同的正交极化波道造成干扰，称为交叉极化干扰。,交叉极化鉴别率（,XPD,）表征为接收端收到的与发送端相同极化的信号功率电平和收到的交叉极化干扰信号电平的差值。,：接收端某波道接收的与发送端相同极化的信号功率；,：接收端某波道接收的交叉极化干扰信号功率,XPD,越大，表示一种极化经过传输转化成正交极化状态的能量越小。,使系统原有的衰落储备值下降,这里所指的衰落储备值下降，往往指数字微波的有效衰落储备。数字微波通信系统经常用到有效衰落储备的概念：它表示与自由空间传播条件相比，当考虑频率选择性衰落时，为了在不超过门限误码率时系统仍能工作，所必须留有的电平余量。,因为在频率选择性衰落条件下，有时候衰落并不深，但误码率却可能上升很快，甚至超过门限误码率导致通信中断。,对抗频率选择性衰落，仅靠增加平坦衰落储备，系统性能的改善及其有限，解决的办法是采用分集技术、自适应均衡等技术，以改善系统的抗频率选择性衰落能力。,第三章 微波传播,微波在自由空间的传播,微波传播的描述方法,地形对电波传输的影响,大气对微波传播的影响,大气与地面效应造成的衰落特性,抗衰落技术,3.6,抗衰落技术,对抗衰落的技术措施可以从两个方面去考虑：一个方面是对正在准备建设的微波电路的考虑，另一个方面是对已建成微波电路的衰落严重接力段的考虑。,常用方式,减少通信距离；增加发送功率；调整天线高度；选择合适路由；波道变换,在移动通信中采用微蜂窝、直放站；,采用分集技术、均衡技术、瑞克技术、纠错技术等。,1.,分集,技术,分集就是指,通过两条或两条以上途径（例如空间,/,频率等）传输同一信息，以减轻衰落影响的一种技术措施,。,基本思想,：分散得到几个,统计独立,的信号并集中这些信号，多路信号同时发生深衰落的可能性非常小，那么经适当的合并后构成总的接收信号，就能使系统的性能大为改善。,原理,：利用,无线传播环境中来自不同途径的多径信号的统计独立性进行合并，从而实现分集。,首先要找出来自不同途径的多径信号，这些途径可以是不同的空间、不同的极化、不同的频率、不同的时间。,其次要以某种方法进行合成。,分集技术包括分集发送和分集接收技术。分集接收技术的效果，取决于接收信号的衰落相关程度。接收信号的衰落相关系数越小，则分集接收的效果越好。,分集改善效果,指采用分集技术与不采用分集技术两者相比，对减轻深衰落影响所得到的效果（好处），常用的标称改善效果，有,分集增益,和,分集改善度,。,分集增益,是指同一个累积时间百分比内（较长时间内），分集接收与单一接收时的平均收信电平差。,累积时间,:,发生深衰落的时间,分集改善度,是指在某一相对的收信电平时，单一接收与分集接收的衰落累积时间百分比之比。例如当收信电平低于自由空间传播电平,20dB,时，单一接收和分集接收这同一收信电平，其衰落的累积时间百分比分别为,1%,和,0.01%,，两者的比值为,100,，即分集改善度为,100,。,分集方式,空间分集,：不同空间的传送信号相互独立。,空间包括天线、站址、角度等,极化分集,：,水平极化和垂直极化,的信号相互,独立；,频率分集,：不同频率,的,信号相互独立；,时间分集,：,不同时间的信号相互独立。,3.6.2,空间分集,空间分集,：,空间分集分为空间分集发送和空间分集接收两个系统,天线分集：垂直空间分集（最常用）和水平空间分集；,分集天线距离有一定要求。距离太小，两信号间相关性过大，达不到较好的接收效果；距离太大，增加成本太多。,地面反射强烈时，行程差在波长的一半时最佳。地面反射不强时，根据经验公式确定。,3.6.3,空间分集接收信号的处理,门限开关：选择一路输出，简单，增益低,同相合成：（最大功率合成）,调整各个支路接收信号的相位，使之同相，然后进行等增益相加,。,最小振幅偏差合成：,调整各个支路次径（干涉波）的相位及幅度，使之反相抵销,。,图,3-30,最小振幅偏差合成分集接收的原理方框图,图,3-31,同相与最小振幅偏差合成性能比较,3.,基带开关分集接收,这种分集接收方式是把上、下两天线接收的信号分别经过各自的接收机，变成中频信号并解调成基带信号后，由分集开关盘进行选择倒换，选择误码率较低的一路作为基带信号输出。,4.,分集改善效果,在数字微波通信系统中，不管采用哪一种空间分集接收方式，都会使系统的有效衰落储备增加，即抗频率选择性衰落的能力增强，还能不同程度地改善带内失真，改善交叉极化鉴别度。,3.6.4,频率分集,频率分集,：频率分集是采用两个或两个以上具有一定频率间隔的微波频率同时发送和接收同一信息，然后进行合成或选择，以减轻衰落影响，这种工作方式叫做频率分集，利用电磁波在不同频率下的不同行程来减少或消除影响。这种方法效率较好，且只需一副天线，但在频率十分紧张的无线频段，频率的使用效率就显得不太高了。,分为同频段分集和跨频段分集。一般来说频差越大，效果越好。,极化分集,：具体来讲,在发射端的同一地点分别装上垂直极化天线和水平极化天线,在接收端的同一位置也分别装上垂直极化天线和水平极化天线,就可得到两路衰落特性不相关的信号。极化分集实际上是空间分集的特殊情况,分集支路只有两路且相互正交。,时间分集,：使同一信号在不同的时间区间多次重发只要各次发送的时间间隔足够大，接收机将重复收到的同一信号进行合并，就能减小衰落的影响。,单纯重复效果不明显，实际常与交织和卷积相结合,3.6.5,自适应均衡技术,高性能的数字微波信道把空间分集和自适应均衡配合使用。,所谓,均衡就是接收端的均衡器产生与信道特性相反的特性，用来抵消信道的时变多径传播特性引起的干扰,。即通过均衡器消除时间和信道的选择性。它用于解决符号间干扰的问题，适用于信号不可分离多径的条件下，且时延扩展远大于符号的宽度。可分为时域均衡和频域均衡两种。,频域均衡,指的是总的传输函数满足无失真传输的条件，即校正幅度特性和群时延特性,。,时域均衡,是使总冲击响应满足无码间干扰的条件,，数字通信多采用时域均衡，而模拟通信则多采用频域均衡。,频域,均衡器,在模拟微波通信系统中，为了改善信道的群时延和微分增益特性，也使用了均衡器，但是该均衡器仅作静态特性的补偿。,均衡器频域表达：,信道,时域响应,f(t),，,均衡器时域响应,h,eq,(t),，,希望均衡后的信道响应为：,g(t)=f*(t),h,eq,(t)=,(t),就有：,H,eq,(f)F*(-f)=1,H,eq,(f),为均衡器频域响应，,F(f),为信道频域响应。,均衡器是传输信道的,逆滤波器；,由于传输信道的时变性，均衡器必需是参数可变的自适应均衡器；,均衡器的效果是补偿信道的,频率选择性，使衰落趋于平坦、相位趋于线性。均衡器不能抵销平衰落。,图,3-35,中频可变调谐的自适应均衡器,频域均衡特点,信号频谱,多径衰落,斜率均衡,均衡后频谱,频域均衡只能均衡信号的幅频特性，,不能均衡相位频谱特性，但是电路简单,.,.,均衡前,均衡后,时域均衡直接抵消码间干扰,方案很多,T,T,T,2.,时域均衡,时域均衡器可以分两大类：线性均衡器和非线性均衡器。如果接收机中判决的结果经过反馈用于均衡器的参数调整，则为非线性均衡器；反之，则为线性均衡器。在线性均衡器中，最常用的均衡器结构是线性横向均衡器，它由若干个抽头延迟线组成，延时时间间隔等于码元间隔。非线性均衡器的种类较多，包括判决反馈均衡器,(DFE),、最大似然,(ML),符号检测器和最大似然序列估计等。,时域均衡器：,线性均衡器,横向滤波器,；,适用于,衰落深度不是很大的情况。均衡器对深衰落的频谱及邻近频谱产生很大增益，从而增加噪声。,结构简单,。,格型均衡器,；数值稳定性好；收敛速度快。,时域均衡器：,非线性均衡器,适,用于深度衰落很大的情况。但算法相对复杂，且稳定性差和收敛时间长。,判决反馈均衡器（,DFE,）；,最大似然符号检测（,ML,）；,最大似然序列检测（,MLSE,）。,工作模式,自适应均衡器一般包含两种工作模式，即,训练模式,和,跟踪模式,。首先，发射机发射一个己知的定长的训练序列，以便接收机处的均衡器可以做出正确的设置。典型的训练序列是一个二进制伪随机信号或是一串预先指定的数据位，而紧跟在训练序列后被传送的是用户数据。接收机处的均衡器将通过递归算法来评估信道特性，并且修正滤波器系数以对信道做出补偿。在设计训练序列时，要求做到即使在最差的信道条件下，均衡器也能通过这个训练序列获得正确的滤波系数。这样就可以在收到训练序列后，使得均衡器的滤波系数已经接近于最佳值。而在接收数据时，均衡器的自适应算法就可