一种低压低功耗CMOS轨对轨运算放大器的设计.pdf

摘要摘要运算放大器是模拟电路中最重要的单元电路，在各种模拟电路和数模混合电 路中得到了广泛的应用在。近年来，随着便携式电子产品的广泛应用和因CMOS 工艺的不断进步而导致的阈值电压的不断降低，低压低功耗模拟电路越来越受青 睐。低压低功耗的模拟电路也是当今模拟电路设计的一个热点。随着电源电压的 降低，信号的动态范围减小，运算放大器通常需要实现轨对轨的输入和输出。本论文针对国内外低压低功耗轨对轨运算放大器做了广泛的调查和研究，分 析了多种运放的工作原理和优缺点，在吸收前人成果的基础上，设计了一个低压 低功耗轨对轨运算放大器。运算放大器采用两级运放的结构。运放的第一级采用 互补差分对结构以实现轨对轨输入，采用折叠式共源共栅结构实现第一级的高增 益。采用电流镜技术来实现输入级的跨导的恒定。输出级采用共源结构的互补甲 乙类输出结构，提高了输出电压的范围和效率，达到了轨对轨输出。设计了一个 带隙基准电压源，给运放提供较稳定的偏置电压和偏置电流。偏置电路采用共源 共栅电流镜，以实现较高的电源抑制比。运放的频率补偿采用共栅频率补偿的方 法，以消除右半平面的低频零点。整个电路采用台积电(TSMC)0.35m3.3V CMOS数模混合工艺库进行设计，并经过StarHspice2004仿真软件仿真。仿真结果表明，在工艺库标准的电源电压 3.3V和20pF负载电容的情况下，运放的静态功耗为0.95mW,直流增益为113dB,单位增益带宽为9.5MHz,相位裕度为73。，压摆率为8.2V/S,输入共模电压范 围为0.3.3V,输出电压摆幅为0-3.3V,运放实现了轨对轨的输入和输出。关键词，低压，低功耗，轨对轨，运算放大器，补偿ABSTRACTABSTRACTOperational amplifier is the most important unit circuit in the analog circuit It is widely used in all kinds of analog and mixed-mode circuit.Recently,with the popularity of the portable electronic products and the decrease of the threshold voltage by the progress in the CMOS fabrication technology,low supply voltage,low power dissipation analog circuits become more and more popular.Therefore low supply voltage,low power dissipation circuit design techniques are also a hotspot in the research of analog circuit.With the ongoing reduction of the supply voltage and the dynamic range,the rail-to-rail input/output is necessary in the operational amplifier.Widespread investigation and study to the domestic and foreign technologies of the lower supply voltage,low power dissipation rail-to-rail input/output operational amplifier was done in this thesis.The thesis analyzes the work principles,merits and shortcomings of these technologies.Based on the absorption of these technologies,a low supply voltage,low power dissipation input/output rail-to-rail operational amplifier was designed.This operational amplifier is a two-stage operational amplifier.Supplementary differential input pare of transistors are used in the input stage.The folded-cascoded summing circuit is also used in the input stage to realize high gain.Current mirrors are used in the constant transconductance control circuit of the input stage,A supplementary class-AB structure output stage is used to enlarge output voltage range from rail to rail and improve power efficiency.A bandgap voltage source is designed to get bias voltage and current source circuits.Cascode current mirrors are used in the bias circuits to improve the PSRR.A common-gate compensation is used in the operational amplifier to remove the RHP zero.TSMC 0.35/m mixed-mode polycide and Star-Hspice 2004 are used to simulate the rail-to-rail operational amplifier.The simulated results show that the operational amplifier has a DC gain of HOdB,a GBW of 9.5MHz,a static power dissipation of 0.95mW,a phase margin of 73,a voltage slew rate of 8.2V/S,an input and output range of 0-3.3Y when operating at 3.3V power supply and a 20pF output load.Key words:low supply voltage;low power dissipation;rail-to-rail;operationalIIABSTRACTamplifier;compensationffl第一章绪论第一章绪论1.1研究的背景和意义随着信息技术和微电子制作工艺技术的高速发展，器件的特征尺寸越来越小,由此构成的集成电路的电源电压也越来越低。这种发展趋势的原因有很多。其中主要有以下三个方面的原因：(1)随着集成制作工艺的发展，器件的特征尺寸将逐渐减小，相同工作电压下 小尺寸器件所承受的电场将逐渐增高，器件工作的安全性要求迫使工作电压必须 相应降低，而电路集成规模或集成密度逐步增大的事实，导致大功耗、大发热量 的芯片出现，同样要求采用降低电源电压来降低功耗。(2)便携式电子装置的迅速发展及其呈现出的广阔市场，可植入人体的微功耗 医疗电子部件的广泛应用等市场需求是对低电压电路的有力牵引。(3)全球兴起的绿色环保低能耗要求亦是发展低电压电路的重要动力虽然数字化处理技术己经广泛应用于电子设备中，然而电子设备的原始信号 均来自现实世界，如电磁记录、扬声器、麦克风、CCD、LCD、无线调制器和解 调器、传感器等，它们所产生的信号都为模拟信号，这些信号实现数字处理前必 然要先经过模拟信号处理(比如放大、A/D转换等)，同时数字化处理后的信号作 用于现实世界时仍需还原为模拟信号(比如D/A转换、功率放大等)。因而即使在 数字技术十分成熟的今天，模拟信号处理技术仍是无法回避，不能忽视的。而从 集成技术的角度来看，单片数字系统集成制作的困难已成为过去，集成能力的进 一步提高，提出了完整的电子系统集成，即包含数、模混合信号处理的片上系统(SOC)的要求。CMOS已是当今高密度集成的主流工艺，因此，低电压CMOS 模拟电路的设计研究已成为完整意义上的SOC的关键技术。集成运算放大器(Operational AmplifierOp.Amp),简称为运放，是线性电路中 应用最为广泛的单元电路，约占总的线性电路市场的20%。集成运算放大器在模 拟运算、信号调理、D/A和A/D转换器及有源滤波等等许多方面得到了广泛应用,所以人们称之为万能的集成电路。当今，运算放大器仍然是模拟电路设计中最重要的单元电路。每一代新的集 成电子设备皆有相当部分的模拟电路部，研究开发新一代低压低功耗运算放大器 电子科技大学硕士学位论文才可不断满足新的电路应用的要求q轨对轨(raibWraiD运算放大器就是随着低 电压而产生的运算放大器。rail-torail,即“轨至轨”，有时也称为“满摆幅”，是指输出(或输入)电压范围与 电源电压相等或近似相等。从输入方面来讲，其共模输入电压范围可以从负电源 电压到正电源电压；从输出方面来讲，其输出电压范围可以从负电源电压到正电 源电压。也就是说，这是一个与供电电压密切相关的特性，对器件的输入或输出 无失真动态范围有很大的影响，当AP很小时(10mV100mV),无失真动态范围最 小电压值为乙+乙最大值为7-AP，具有这样动态范围的运放就叫rail-to-rail 运放。普通运放由于互补射极跟随输出级晶体管饱和压降的限制，其输出电压总要 比正、负电源电压低1.5V左右。如5V电源工作，其输出电压范围约为3.5V；+5V单电源工作时其输出电压范围约1.5-3.5V；+3V单电源工作则输出电压的变化 范围就几乎为零了。目前便携式仪表大多采用可充电电池供电，希望电池数量尽可能少、即电路 供电电压尽可能低、电路功耗尽可能小，在笔记本电脑中供电电压已降低至3.3V 甚至3V以下，因而突出了对能低压供电工作的集成电路的需求。“全摆幅”运放就 是在此需求下研制出的新器件，其突出特点包括：(1)输入共模电压范围与电源电压相同。即在+3V电压供电工作时，这种运放 两输人端电位在0V至3V范围内任何值时运放均能正常工作。(2)输出电压范围基本与电源电压相同。如在+3V电压供电工作时，其输出电 压可从几十毫伏一直变化到接近3V,仅比3V低约几十毫伏。轨对轨输入/输出特性，扩大了动态范围，避免了补偿输入级常见的交越失真 问题，这种设计降低了失真，在整个输入电压范围内，甚至比比电源电压高100mV 左右，实现了较高的共模抑制比(CMRR),因此最大限度地提高了整体性能，非常 适合驱动A/D转换器，而不会造成差分线性衰减。本课题的目的是设计一个低压低功耗的轨对轨运算放大器，主要用于对电源 电压和功耗都要求比较低的场合，如用于传感器的缓冲放大器等阳习。L2国内外研究现状和发展态势在上世纪50年代末到60年代初，集成电路技术己经发展起来，但直到60年 代中期由RobertWilde设计并由Fairchild发布第一块运放uA709起,集成运算放 2第一章绪论 大器才算真正地发展起来。进入70年代后，CMOS技术也发展起来，尤其是90 年代以来，随着VLSI的迅速发展，电源电压越来越低，十几年前出现了低压低功 耗的rail-t”ailCMOS运算放大器。尤其是近年推出的产品，工作电压很低，性能 很高如National Semiconductor于2006/2推出的LMV951能以2.7MHz的单位增 益带宽驱动500pF电容负载，并同时确保操作稳定可靠。若处于RM125OC的温 度范围内，其电压噪声只有25nV/sqrtHz。此外，LMV951的共模抑制比(CMRR)以 及电源抑制比(PSRR)均高达80dB,令此款芯片最适用于高增益及高性能的系统，并可支持非反相的系统配置，LMV951芯片可以利用13V的供电电压执行轨对 轨输入及输出功能，而且可确保轨到轨输出能在低电压的范围内充分发挥其动态 性能。此芯片设有缓冲输出，因此无论电阻负载大小，都可加强其增益线性表现 及减少信号失真。此外，由于此款芯片设有轨对轨输入，因此也适用于信号噪声 比要求更严格的低电压系统。对于必须尽量节能的系统来说，此款运算放大器另 外设有停机引脚，可将系统的供电电流降低至5jxA。目前世界上几大著名的模拟 电子公司如 Adv Linear,MAXIM,ANALOG DEVICES,National Semiconductor,Motorala,LTC,ST等等都推出了性能优异的多种相关产品，世界上此类产品多为 这几大公司所垄断。在国内，由于受到工艺条件、基础研究与设计水平的限制，在CMOS低压低功 耗运放的研发方面比国外要晚得多，开始与上世纪90年代末，复旦大学，西北大 学，华东师范大学，电子科技大学等为数不多的几所大学进行这方面的研究工作，仅复旦大学，清华大学等有极少数高校有流片成功的例子，但并没有产业化，其中 复旦大学代表了国内高校的最高水平。【6 4在国内企业方面，仅有圣邦公司于2006年05月推出轨到轨输出CMOS运算 放大器SGM8061/2/3系列，SGM8061/2/3系列高速运算放大器具有轨到轨输出、低成本、高速率的特点。其工作电压为2.5V5.5V,G=1时的-3dB带宽为500MHz；压摆率SR为420V/S；典型输入失调电压VOS为2mV；7=5V输入电压范围 为-0.2V+3.8V；静态电流为8.2mA/通道，关断时SGM8063的功耗仅为75piA;2V 方波输入时，0.1%的建立时间为16nS；具有良好的视频特性，当&=150C,G=+2 时，O.ldB平坦度为80MH;增益失真为0.015%,相位失真为0.05度，从中可以看 到，虽然能实现输出级的轨对轨输出，但不能实现输入轨对轨，所以从严格意义 上讲并不是低压低功耗的轨对轨运算放大器。可以说目前国内还没有相关产品与 国外竞争。国外各大模拟公司不断推出各种新产品，性能不断改善，总的来说电源电压 3电子科技大学硕士学位论文越来越低，功耗越来越小，运放芯片面积也越来越小，很多既能作为独立芯片又 能作SOC中的IP核，从1988年到现在，仅在IEEE上发表的各类的rail-tooil运 输放大器论文就有近500篇，随着半导体工艺的不断改善和集成电路的发展，CMOS运算放大器将向低压低功耗方面不断进步。因此，国内无论是企业还是科研院所，在研发还是成品方面与国外都有很大 的差距，研究开发具有自主产权的低压低功耗轨到轨运算放大器仍然非常重要。13本论文的主要工作本文的目的就是参考国内外研究成果的基础上，分析各类运放的指标和设计 方法，设计一个在33V电源电压下，直流增益大于110dB,功耗小于ImW,单位 增益带宽大于10MHz的低压低功耗轨对轨放大器。第一章介绍了低压低功耗放大器的研究背景和意义，国内外研究现状和发展 态势，大致介绍了各章节的结构安排和内容。第二章介绍了 CMOS管子的基本特性和工作原理，CMOS模拟放大器设计的 法则和需要注意的问题，运算放大器的总体结构框图，运算放大器参数设计指标。第三章介绍了对本文所设计的低压低功耗轨对轨运算放大器的输入级，输出 级，偏置电路，噪声和补偿电路做具体的分析。第四章针对台积电0.35/zm CMOS数模混合工艺的特点，对电路的各种性能 进行了仿真。第五章给出了版图的设计，采用2p4m的工艺设计第六章总结了本文的工作，并对不足提出来进一步的研究方案和设想。4第二章CMOS运算放大器设计基础第二章CMOS运算放大器设计基础本章简要介绍了 MOS器件的原理和模型，模拟设计的八边形法则，轨对轨运 算放大器设计总体框图，低压低功耗运算放大器设计的技术指标。2.1 MOS器件原理及模型现代IC设计必须要用软件如HSPICE或者Cadence等软件来精确模拟，但是 在用软件模拟之前，通常要手算来大致确定电路的工作点，偏置电流大小，MOS 管子的宽长比等，这就必须了解必要的半导体器件知识，特别是MOS器件的原理 和模型。下面是MOS管的基本原理和模型介绍。图2MOS管子符号PMOS NMOSNMOS PMOSD DD D1耳 B BGT*G*s ss sa）四端口b）三端口如图2-1所示是MOS管的符号，（a）是四端口模型，（b）是三端口模型，其中G 代表栅极，S代表源级，D代表漏极，B代表衬底。NMOS衬底要和电位最低点相 连，一般是地（喂），PMOS的衬底一般和电源相连，在台积电TSMC 0.35/z ml 艺下，n阱工艺可以使衬底B和源极S相连，可以消除衬底效应，降低阈值。下 面的图中，MOS管都用三端口模型来代表。MOS管的特性最重要的是MOS管的大信号模型，小信号模型和二级效应。大信号特性决定电路的静态工作点，小信号模型决定电路的一些基本特性，二级 效应对模拟电路也有很大影响。下面以NMOS管为例来介绍MOS管的原理和模 型叫5电子科技大学硕士学位论文2.1.1 MOS管的大信号模型NMOS管的输出特性曲线如图22所示，根据输出特性曲线，NMOS可分为 三个工作状态：线性区(三极管区)，饱和区，截止区。图2-2 NMOS管输出特性(1)截止区%七0(2-1)满足式(2-1)条件时，MOS管工作在截止区，此时NMOS管工作在开路状态，管子没有形成导电沟道，漏源电流心(/)表达式为：二0(2-2)(2)饱和区3%一匕。(2-3)满足式(23)条件时，NMOS管沟道被夹断，漏源电流心几乎不变，其VI特性如式(24)所示：1 ur丁(GM)2(2-4)(3)线性区0喉心一匕(2-5)6第二章CMOS运算放大器设学基础满足式(25)条件时，NMOS管工作在线性区，其V.I特性如式(26)所示：1 w 14=匆?(喂一%)喂力脸(2-6)各参数的含义如下：漏-源电流：七s：漏源电压；VqS:栅-源电压；心：阈值电压；四：CNMOS管)沟道表面电子迁移率；Coxx单位面积栅氧化层电容；W：晶体管栅极宽度；L：晶体管栅极长度。2.L2MOS管的二级效应。上述分析中，引入了各种简化假设，其中有些在许多模拟电路中是不成立的,下面介绍三个模拟电路中不可或缺的二级效应：体效应，沟道长度调制效应，亚 阈值导电性。(1)体效应若噎不为零，则会产生体效应(又称背栅效应)，MOS管的阚值会发生变化，如下式所示：%=%+%阿西-癖口)(2-7)体效应使阈值电压绝对值增加，给低压模拟电路设计带来难度，使模拟电路 设计复杂化。式27中个参数的含义是：%源衬电压；八o：噎为零时的阈值电压(即体效应为零时的阈值电压)；/：体效应系数；尸：饱和沟道表面电位。(2)沟道长度调制效应如图22所示，随着漏-源电压”的变大，有效沟道长度会减小，漏-源电流及 会略微增加，这种现象叫“沟道长度调制效应，考虑到沟道长度调制效应，饱和区 7电子科技大学硕士学位论文的V特性如式(28)所示:1 W=孑4。戊7（乙一%）2（1+4喂）X L（2-8）上式中/是沟道长度调制效应参数，表示给定的VDS增量所引起的沟道长度的 相对变化量。对于较长的沟道，4值很小。考虑到沟道长度调制效应，模拟电路设 计中，栅长并不一定像数字电路那样通常取最小值，而要根据实际情况而定。(3)亚阈值导电在分析MOS管时，一直假设：当心下降到低于七时，器件会突然关断。实 际上,七产乙时，一个喇”的反型层仍然存在,并有一些漏源电流。甚至当展七 时，也并非无限小，而是与限成指数关系。这种效应称作“亚阈值导电性九当 喂200m/左右时，这一效应可用公式(29)表示为：=4 exp 务(2-9)式(29)中，是一个非理性因子，ykT/q,常温下约26mV。此时器件 工作在弱反型区。2.1.3 MOS管的小信号模型利用大信号模型得到直流静态工作点之后，可以利用小信号模型简化计算电 路的工作。小信号模型是工作点附近的大信号模型的近似，可以通过在直流偏置 点上产生小的增量，计算它引起的其他偏置参数的增量来得到小信号模型。小信 号模型的各项参数都依赖于大信号模型参数和直流变量。图2-3是完整的MOS管 小信号模型”叫图23完整的MOS管小信号模型8第二章CMOS运算放大器设计基础图中:(2-10)g*给=oxj%)421M分 号(2-11)L LA/2小/+噎gm(242)各参数含义：输出电阻；gm:饱和区跨导；g林：衬底效应跨导；CSB：源衬底耗尽层电容；Cdb：漏衬底耗尽层电容；CGsi栅-源电容；CGB：栅衬底电容；Cgd：栅漏电容。通常的手工计算放大器模型可以简化为如图2d所示的简化模型。)g”嚏图24 Mos管简化小信号模型2.2模拟电路设计的八边形法则放大器的性能参数比较重要的有：增益、速度、功耗、电源电压、噪声、最 大电压摆幅、输入输出阻抗等等。实际中，这些参数中的大多数都会相互牵制，这将导致设计变成一个多维优化问题。如图“模拟电路设计的八边形法则”所示，这 样的折中选择、相互制约对高性能放大器的设计提出许多难题，要靠直觉和经验 9电子科技大学硕士学位论文才能得到一个折中方案“”所以在具体设计时要多方考虑。图25模拟电路设计的八边形法则23轨对轨运算放大器设计的总体框图轨对轨运算放大器比普通的运算放大器多了一个恒定跨导控制级，其总体框图如图26所示。图2*轨对轨运算放大器的总体框图如图26所示，轨对轨运算放大器一般由两大部组成：带隙基准电流源部分,_第二章CMOS运算放大黄14基础运放部分。运放部分包括轨对轨输入级，轨对轨输出级，偏置电路，高增益中间 级四个部分。对于电源电压比较稳定，对电源电压要求不太高的场合，可以不设 计带隙基准电流源电路，直接用两个或者三个二极管连接的MOS管来做基准电流 源，如参考文献1中所示，在微功耗放大器中，为了降低功耗，直接用一个简单 的与电源电压关系不大的自启动电路来代替带隙基准源，如参考文献9中所示。这样在特定电压范围内，不但能降低功耗，还能节省芯片面积，不过这种设计不 适合于电源电压变化范围比较大和周围环境温度变化比较大的场合。各部分的具 体设计放在第三章运算放大器的具体设计，这里不再详细介绍了。24运算放大器参数设计指标。本次所设计的运算放大器基本参数指标如表2-1所示，若无特别说明，模拟仿 真条件为温度7=25。，电源电压为3.3Y负载为电容负载品=20,共模输入 电压为1.65Vo表2-1运算放大器基本参数指标参数描述大小单位VDD电源电压范围3.6,典型值3.3VCMIR共模电压输入范围033VCMRR低频共模抑制比110dBPSRR低频电源抑制比110dBVOL开环低频增益110dB 1GBW单位增益带宽10MHzPM相位裕度600Vo输出电压摆幅0-3.29V，cc静态工作电流300SR压摆率8V/4 s1%建立时间400（大信号）,200（小信号）ns等效输入噪声50(10kHz)nVl4ihVos输入失调电压5mVStatic power dissipation静态功耗1mW11电子科技大学硕士学位论文第三章运算放大器的具体设计本章中，详细地论述CMOS轨对轨运算放大器的设计。MOS器件的模型使用 TSMC的0.35/zm数模混合信号工艺库。首先，讨论进行轨对轨输入/输出运算放 大器的输入级设计，其次是运放的输出级设计，再次是一个基准恒流源的分析和 设计以及电路偏置电压的设计，再次是运放的频率补偿电路，接着讨论了运放电 路的噪声问题，最后是实际设计的考虑。3.1运放的输入级设计 3.L1传统的运放输入级运算放大器一般都使用差分对输入“磔,如图3-1是PMOS差分输入对图3-1 PMOS差分对共模输入范围可知，PMOS差分对的共模输入范围为:嚷乙喂一乙一%(3-1)其中）和%分别是电源的正负电压，曦为差分输入级中的漏源饱和压降，曝 为P差分对管的栅源压降，心为共模输入电压。第三章运算放大器的具体区计NMOS差分对的共模输入范围如图32所示，其中7为N差分对管的栅-源 压降，由图可知，NMOS差分对管的共模输入范围为：yvm%(3-2)VDD-SR3；：R4Vcm-V02-二一|Hp M3 M4 lVk)Vqsd-.(T)应-vss-L-图3-2 NMOS差分对共模输入范围3.1.2轨对轨运放的输入级从式(31)和式(3-2)可以看出，无论是PMOS差分对，还是NMOS差分 对都无法实现轨对轨输入，若将PMOS差分对管和NMOS差分对管并联起来就可 以实现轨对轨输入，如图33所示：13电子科技大学硕士学位论文图3-3轨对轨输入级的共模输入范围NMOS差分对可以使输入共模电压达到正电源电压公，PMOS差分对可以是共模 输入电压达到负电源电压心,共模电压范围：及 曦%(3-3)从而实现了轨对轨输入，工作电压的最小值是：%岫=嚷+7+2曦(3-4)其中，是运算放大器的最低工作电压。如果电源电压大于最小工作电压，则 共模输入电压可分为三个工作区：(1)共模输入电压接近7时，PMOS差分对截至，NMOS差分对导通处于放 大状态。(2)当共模电压接近曝时，PMOS差分对导通，处于放大状态，NMOS差分对 截至。(3)当共模电压处于中间时，PMOS差分对和NMOS差分对都导通，都处于放 大状态。这样当共模输入电压从到&变化时，输入级的跨导在共模输入电压处于 中间时是共模输入电压处于两端时的2倍，跨导变化了几乎一倍，使运放的单位 增益带宽变化很大，给频率补偿带来很大困难口第三章运算放大器的具体设计图3轨对轨折叠式输入级如图3-4是轨对轨折叠式输入级，其中M和“2，”3和”4是互补差分输入 级，是电流求和电路，其中“0,M8提供为两个电流源，目的是提供偏 置电流。这12个管子共同构成了折叠式共源共栅输入级，采用折叠式共源共栅输 入级的原因是折叠式共源共栅输入级能极大提高输入级的增益，实现第一级的高 增益放大叱叫3.13恒定跨导输入级为了使运放输入共模电压变化时，输入级魇保持恒定，必须采用恒定跨导输 入级，也就是要设计一个恒定跨导控制电路。对CMOS电路来说，主要有以下几 种恒定跨导控制方法，(1)冗余差分对法采用冗余的差分对来实现，即其中一对差分对截止时，启动另一个差分对备 用，从而保证在整个共模工作电压范围内都有两对差分对管在工作，保证了跨导心 的恒定。这种结构的电路的一个优点是其单位增益带宽很宽，并且有很大的压摆 率。另一个优点就是它所得出的结论与管子的伏安特性关系不是很相关，比如平 律关系等。这使得其结论同样适合与深亚微米CMOS工艺即刀口乞这种方法的缺 15电子科技大学硕士学位论文点是芯片占用面积比较大，同时对跨导gm的控制不是十分理想，所以实际中很少 采用这样的结构。(2)最小(大)电流法最小(大)电流法的原理是任何时候电路都以最小电流来工作，该方法的优 点是跨导误差很小(3%),但是附加的最小(大)电流控制电路占用了很大的面积,而且功耗很大。实际中采用的较少(3)电平移位法使用两个源跟随器，采用电平移位的方法实现PMOS管和NMOS过渡区的交 叠，从而保证在整个共模输入期间跨导的恒定，这种方法主要优点是结构简单，易于实现，跨导变化幅度平坦，也不大，缺点是增益不能恒定，变化幅度偏大。近年来采用的比较多口叫(4)电流镜技术利用成比例的电流镜技术，使偏置电流的大小随输入共模电压变化而变化。其主要思想是利用开关来控制电流镜。这种方法结构不算复杂，也易于实现恒定 跨导的控制，缺点是在开关转化期间跨导变化较大，在这一区间，跨导会有一定 幅度的增加，给稳定性带来一定的负面影响，不过可以采用频率补偿技术来消除 这一影响。电流镜技术也是目前电路中使用最普遍，应用最广泛的恒定跨导控制 技术皿1叫本文采用第四种方法来保持跨导的恒定，用三倍电流镜法来控制跨导的恒定，使其在整个共模输入范围内跨导基本恒定。下面介绍本文所采用的三倍电流镜法的恒定跨导输入级电路，起电路原理如 图3-5所示网网16第三章运算放大器的具体设计图3-5三倍电流镜法恒定跨导输入级根据共模输入电压从公到乙的变化，电路工作分为3个区域：（1）当共模输入电压曝满足式（3-5）时：仆GF（3-5）“5截至，”8导通，电流源/时经 8到Mg，而%，是1：3的电流镜，迫使 NMOS输入对小，监工作淇电流为4/时，PMOS输入对峪，截止。输入级 跨导gm为：g.=2反（3-6）（2）当共模输入电压吗满足式（37）时：(s)。H(s)叫做反馈误差。从图中可以看出下面这个关系式：y(s)=H(s)(X(s)-(s)(3-35)反馈到运算放大器输入端的信号幅度和相位不应使该信号在环路中产生振 荡。如果发生这种情况，放大器的输出就会被箝位在某一个电源电压(在直流处 再生)或振荡(在某些频率点再生)。根据“巴克豪森判据”，一个负反馈系统在频率色产生振荡的条件为：阳(网=-1(3-37)即：I 网=1(3-38)N网(0=7 80。(3-39)换句话说，一个负反馈系统如果满足下列两个条件，便可以在频率q下产生 振荡，这两个条件是：(1)在这个频率下，围绕环路的相移能大到使反馈变为正反馈；(2)环路增益足以使信号建立。因此，要避免不稳定，就必须把总的相移减到最小，以使得当网=1时，ApH 仍比-180。更正。27电子科技大学硕士学位论文使环路增益的幅值等于1和使环路增益的相位等于180的两个频率在稳定性方 面起重要作用，分别称这两个频率点为“增益交点”(gain crossover poMt)和“相位交 点”(phase crossover point)。在稳定系统中，增益相交必定发生在相位相交之前。最 坏情况的稳定对应网=1,即单位增益反馈。在增益交点频率下的阴的相位可以作为稳定性的度量：该处的N网越小，系统越稳定。这种度量被称为相位裕度PM,定义相位裕度PM的表达式为：PM=180+阿(0=4)(3-40)其中凡是增益交点频率。相位裕度可以看作是系统进入不稳定状态之前可以增加的相位变化，相位裕 度越大，系统越稳定，但时间响应减慢了，因此必须要有一个比较合适的相位 裕度。经研究发现，相位裕度至少要45。，最好是60。增益裕量就是运放开环输出变化的相位变化为180。时，运放增益的倒数，在通 常情况下，相位裕度就可以定义反馈系统的稳定性，但是有些情况下，由于高阶 极点和右半平面零点的存在，运放的开环增益并不是频率的单调递减函数，相位 裕度的条件不足以保证反馈系统的稳定性，这时就要结合相位裕度和增益裕量两 个参数，才能判断出系统的稳定性助“儿3.5.2 运放的密勒补偿常用的运放包含许多极点，例如，在折叠式共源共栅电路中，折叠结点和输 出结点都产生极点，这可能使得N网接近180。之前颂并不下降到1,因此运放 通常必须“补偿”，即运放的开环传输函数必须被修正，以使闭环电路是稳定的，而 且时间响应的性能也是良好的。下面来研究两级运放的频率补偿。一种很有效的对两级运放进行频率补偿的技术为“密勒补偿”。密勒补偿是通过 在输出和第二级的输入之间跨接一个电容实现的。结构图如图3-15所示。其目的是在结点E建立一个大电容，其值等于(1+A02)Cm把相应的极点移到 RRG+a+AQGjT其中代表加入C”之前结点E的电容。结果，以一个中等 的电容的值建立了一个低频极点，降低了所需要的补偿电容的值，节省了可观的 芯片面积。28第三章运算放大器的具体设计如图3-16所示是一种两级运放的简化电路，其中均代表第一级的输出电阻,II%26,G是从输出级看进去的电容，其具体分析电路如图317所示 的两级运放的小信号简化模型。从图3/7可得两级运放的传输转移函数：3-怎吟）A(3匕 i+M&Ki+g.ifi&XC*+Cgq25)+Ce+RJCqd%+c.+G)+5次5&(0”+Cg26)G+(c“+c(aj26)G+GG-41)29电子科技大学硕士学位论文由(3Y1)式可以解出两个极点的表达式：0)三-(392)P Rs IQ+Sm26L)(C+Cgd26)+G +&(Cg026+G)0=Rs IQ+gm26&)(Q+CgD26)+G +凡(Gf)26+Gf+G)(3-43)P2=_Rs&KCm+CgD26)G+G+Cs26)Cl+CeCJ这两个表达式是在假定弧/|/2|的基础上得到的。然而在补偿前具有相同的数量级，对于金=0和较大的Q。输出极点的值近似为：或2三-六 0-44)加入密勒补偿后：一般情况下CgD26+G/G，。l/gm26,色V0,则意味着右半平面的 零点被移到左半平面。如果取为=l/g.6零点将被消去。因此，可以取调零电阻七 的值为l/g*6来达到消除零点的目的口咽3】如叫3.5.3 把右半平面零点移动到左半平面消除第一个左极点的方法我们可以把零点移到左半平面，以便消除第一个非主极点，这种情况发生的 条件是：32第三章运算放大器的具体设计-1-工喈 j(3-51)0小之26一七)g+g即：Rz=6+0#也(3-52)gm26 cM一般来说，G要比C“+G小的多。所以式352可写为：氏三线十金(3-53)Sm26M消除非主极点的可能性使这一方法具有很大的吸引力。但是在实际中有两个 严重的缺点必须考虑。首先，很难保证式(353)成立，尤其是在Q未知或变化的情 况下，更加如此。例如在开关电容电路中，在一个周期内从其中的半周期转换到 另一个半周期工作时负载电容式变化的，这就要求不做相应的变化，使得设计复 杂化。这也是本设计所要解决的难点问题。本文就是要设计一个设计适合于负载 电容变化的场合使用的运算放大器。第二个缺点是涉及&的具体实现。“一般是 由工作在线性区的MOS晶体管的实现，图322是采用共栅频率补偿的简化电路图：33电子科技大学硕士学位论文图322中的匕不太容易得到，因为：尽管工艺和温度在变化，&必须仍然等 于(l+G/G/)g1；6。一种常用的方法是如图323所示，途中串联了二极管连接的器 件m23 M严L如果根据右9适当选择儿3,使：如果是常数，式(360)可以精确的成立，因为式中仅包含各个量的比值。%6=24(3-54)则/30=gs23(3-55)由于：wSm23(%23-7/23)(3-56)R.1(3-57)从。黑7)3。(噎。-友3。)可得到：R 吟)23on30 H m23 fTTr!y (%/工)30(3-58)极点零点抵消时：Sm23=g，。+)(/Do Cm(3-59)因此可得：,_n c*/为30切口/L)23g/以J产出有V 2D23十(3-60)354本文所采用的频率补偿方法由于负载电容Q未知，有可能变化，也就是式很难保证式(353)成立，所以实 际设计中作为电阻&使用的MOS晶体管M。的宽长比并不需要完全按照式。60)所示的来设计，而是根据具体需要来设计。使用MOS晶体管来实现七的频率补 偿方法也叫共栅频率补偿方法同12叫34第三章算放大器的具体设计如图324所示，本文的设计采用共享一个补偿电容O的方法。PMOS晶体管%9,补偿电容Cc对PMOS晶体管圾5进行补偿。NMOS晶体管弧0,补偿电容Cc 对NMOS晶体管进行必6补偿。PMOS晶体管My，“22连接成串联二极管的形式 对PMOS晶体管29进行偏置，控制PMOS“29晶体管的等效电阻心的大小。NMOS晶体管%3,连接成串联二极管的形式对NMOS晶体管“30偏置，控 制PMOS晶体管M3。的等效电阻尺的大小。下面来分析输出级的半边电路。如图23所示，晶体管26所构成的NMOS共 源输出级，“29